精密ADC用滤波器设计的实际挑战和考虑

一个通道则处于正满量程（见图4）。这种情况下，当多路复用器切换通道时，输入阶跃大小将是ADC 的满量程。

对于这些通道，可以在多路复用器之后使用一个单通道滤波器，使得设计更简单，成本更低。如上所述，模拟滤波器必定会引入建立时间。每次多路复用器在通道间切换时，该单通道滤波器都必须充电到所选通道的值，因而会限制吞吐速率。为提高吞吐速率，可以在多路复用器之前为每个通道添加一个滤波器，但这样做会提高成本。

图4.多路复用输入信号链

2. 通带平坦度和过渡带限制与噪声的关系

遭遇高噪声的应用，尤其是在接近第一奈奎斯特区边缘处发生很高干扰的应用，需要滚降厉害的滤波器。然而，人们已从实际模拟低通滤波器得知：从低频到高频，幅度会滚下来，并有一个过渡带。增加滤波器级数或阶数可以改善带内信号的平坦度，并使过渡带收窄。然而，这些滤波器的设计很复杂，因为它们对增益匹配非常敏感，以至于无法实现数阶的衰减幅度。此外，在信号链中增加任何元件（如电阻或放大器）都会引入带内噪声。

图5.不同阶数的理想巴特沃兹滤波器过渡带

对于某些具体应用，模拟滤波器设计的复杂度和性能需要进行取舍。例如，在采用AD7606的电力线继电器保护应用中，对于50 Hz/60 Hz 基频输入信号及其相关前五次谐波，保护通道的精度要求低于测量通道。保护通道可以使用一个一阶RC 滤波器，而测量通道使用二阶RC 滤波器，以便提供更好的带内平坦度和更急剧的滚落过渡。

3. 同步采样的相位延迟和匹配误差

滤波器设计不仅仅关系到频率设计，用户可能还需要考虑模拟滤波器的时域特性和相位响应。在某些实时应用中，相位延迟可能非常重要。如果相位随输入频率而变化，那么相位变动将更糟糕。滤波器的相位变化一般用群延迟来衡量。对于非常数群延迟，信号会在时间中扩散，导致脉冲响应变得很差。

对于多通道同步采样应用，例如电机控制或电力线监控中的相电流测量，还应考虑相位延迟匹配误差。确保滤波器在多个通道上引起的额外相位延迟匹配误差可以忽略不计，或者在工作温度范围的信号链误差预算范围内。

4.低失真和低噪声应用的元件选择挑战

对于低谐波失真和低噪声应用，用户必须为信号链设计选择合乎要求的元件。模拟电子元件不是完全线性的，会引起谐波失真。Walsh 的文章中讨论了如何选择低失真放大器和如何计算放大器噪声。放大器等有源元件需要低THD + N，同时也要考虑普通电阻和电容等无源元件的失真和噪声。

电阻的非线性有两个来源：电压系数和功率系数。根据具体应用，高性能信号链可能需要使用由特定技术制造的电阻，如薄膜或金属电阻。如果选择不当，输入滤波电容可能会造成显著失真。如果成本预算允许，聚苯乙烯和NP0/C0G 陶瓷电容是很好的备选元件，可以改善THD。

除放大器噪声外，电阻和电容也会有电子噪声，后者是由处于均衡态的电导体内部的电荷载子的热扰动产生的。RC 电路的热噪声有一个简单的表达式，电阻R 是满足滤波要求所需要的，同时R 越高，相应的热噪声也越大。RC 电路的噪声带宽为1/(4RC)。

除放大器噪声外，电阻和电容也会有电子噪声，后者是由处于均衡态的电导体内部的电荷载子的热扰动产生的。RC 电路的热噪声有一个简单的表达式，电阻R 是满足滤波要求所需要的，同时R 越高，相应的热噪声也越大。RC 电路的噪声带宽为1/(4RC)。

k_B (玻尔兹曼常数) = 1.38065 ×10–23m2kgs–2K–1

T 为温度(K)

f 为砖墙滤波器近似带宽

图6 显示在EVAL-AD7960FMCZ评估板上，NP0 电容和X7R 电容对THD 性能的影响：(a) 显示一个10 kHz 正弦波信号音的频谱，C76 和C77 为1 nF 0603 NP0 电容，而(b) 显示使用1 nF 0603 X7R 电容时的频谱。

(a) 0603 1n

F NP0 电容

(b) 0603 1nF X7R 电容

图6.在EVAL-AD7960FMCZ 评估板上NP0 和X7R 电容对THD 的影响

了解前面的设计考虑之后，便可利用ADI 公司的模拟滤波器向导设计有源模拟滤波器。它会根据应用要求计算电容和电阻值，并选择合适的放大器。

数字滤波器考虑

SAR 型和Σ-Δ 型ADC 正在稳步实现更高的采样速率和输入带宽。以两倍奈奎斯特速率对一个信号过采样，会将ADC 量化噪声能量均匀扩散到两倍频段中。这样便很容易设计数字滤波器来限制数字化信号的频带，然后通过抽取来提供所需的最终采样速率。这种技术可降低带内量化误差并提高ADC SNR。它还能放宽滤波器滚降要求，从而减轻抗混叠滤波器的压力。过采样降低了对滤波器的要求，但需要更高采样速率ADC 和更快的数字处理。

1. 对ADC 使用过采样速率所取得的实际