如何保护射频采样ADC的输入？

该快速检测输出存在一些延迟，因此依然会使ADC输入端短时间内暴漏于高压之下。

瞬态电压稳定器(TVS)二极管可以限制过量电压，但会在正常工作期间影响ADC性能。图6显示的是一个使用TVS二极管的过压保护电路。

图6. 带TVS二极管保护的ADC前端电路

虽然TVS二极管通过箝位过量电压保护ADC输入，但它们会极大地恶化谐波性能。图7显示了具有30 MHz、–1 dBFS输入的14位、250 MSPS无缓冲ADC的前端带与不带TVS二极管时的FFT比较情况。

图7. 带与不带TVS二极管保护的ADC前端电路FFT比较

TVS二极管会极大地恶化奇次谐波性能，因为它们在不作用为箝位的时候就相当于一反向偏置二极管。该PN二极管具有结电容CJ0，该电容与ADC内部开关动作产生的非线性反冲电流互相作用，产生一个与模拟输入信号混合的电压信号。该混合信号在ADC内部被采样，产生极大的三次谐波。在过压条件下的时域曲线（图8）显示了TVS二极管的箝位削压的功能。这并不表示TVS二极管不适合用来保护ADC输入，只是必须仔细考虑二极管规格，以便达到性能要求。选择二极管类型及其参数时必须作更全面的考虑。

图8. 前端电路中的TVS二极管保护导致削波信号

使用肖特基二极管保护射频采样ADC输入

当带宽和采样速率达到GHz和GSPS级别时，射频采样ADC可以简化无线电接收机设计，因为它们不需要ADC前具有很多的混频级，但这样会让ADC输入易受过压应力影响。图9显示的是用于射频采样ADC的典型前端设计，采用放大器驱动。新一代放大器专为与这些ADC实现接口而设计，具有快速攻击响应输入管教，可通过串行外设接口(SPI)配置，将输出衰减为预定增益。快速攻击响应引脚可以配置为响应射频采样ADC的快速检测输出。ADA4961是具有快速攻击响应功能的新一代放大器实例。AD9680和AD9625是具有快速检测功能的射频采样ADC实例。

图9. 带快速攻击响应功能的放大器驱动带快速检测功能的射频采样ADC

只要输入电压处于合理的范围之内，图9中的拓扑便能工作良好。举例而言，假如该接收机的输入端收到突发高压信号，则放大器的输出将上升至放大器电源轨的电压水平（本例中为5 V）。这将产生巨大的电压摆幅，超过ADC输入端的绝对最大额定电压。快速检测功能存在一定延迟（AD9680-1000为28个时钟周期或28 ns），因此等到快速检测逻辑输出告诉放大器置位快速攻击响应时，ADC早已暴露在高压下数个时钟周期。这可能降低ADC的可靠性，因此无法承受这种风险的系统设计必须采用第二保护模式。具有极低器件和寄生电容的快速响应肖特基二极管在这种情况下十分管用。特定二极管的关键参数可参见数据手册。

反向击穿电压(VBR)——AD9680输入引脚上的最大输入电压——相对于AGND约为3.2 V，因此为该二极管选择数值为3 V的反向击穿电压。

结电容(CJ0)——二极管电容应尽可能低，确保正常工作时二极管不影响ADC的交流性能(SNR/SFDR)。

图10显示的是无源前端，肖特基二极管位于ADC之前。无源前端比较容易演示肖特基二极管在不影响交流性能情况下对ADC输入端的保护。

图10. 显示射频采样ADC和肖特基二极管的无源前端电路

这颗射频采样ADC经过测试可输入高达2 GHz频率的信号，因此选用RF肖特基二极管(RB851Y)。表2显示RB851Y的关键参数；表明该器件适合该应用。测试结果显示二极管防止了ADC输入电压超过其3.2 V的绝对最大电压（相对于AGND）。图11显示的是一个单端输入（ADC的VIN+引脚）暴露在高压之下（185 MHz）的情况。肖特基二极管将电压箝位至3.0 V左右（相对于AGND），防止ADC输入达到3.2 V限值。图12显示的是在肖特基二极管箝位下的AD9680输入端的差分信号。

表2. 用于保护射频采样ADC输入的肖特基二极管关键参数

图11. 肖特基二极管箝位的单端ADC输入

图12. 肖特基二极管箝位AD9680差分输入信号

下一步，我们测量正常工作性能。AD9680按照数据手册中的建议进行控制，但输入如图10所示进行修改。模拟输入频率变化范围为10 MHz至2 GHz。CJ0的超低数值应当不会对ADC的SNR和SFDR性能造成影响。

图13. AD9680带肖特基二极管保护时SNR/SFDR与模拟输入频率的关系

肖特基二极管根本不会影响SNR性能，但某些频率下SFDR与预期值有所偏差，如图13所示。这可能是由于差分信号失配或ADC反冲所导致的。评估板是从直流到2 GHz的宽频段设计，因此当它在整个频段内的整体工作良好时，某些元器件可能