现代无线电接收机的系统噪声系数分析一：级联接收机的计算

引言

噪声系数的一般概念很好理解，并被系统和电路设计人员广泛采用，尤其被产品定义和电路设计者用来表示噪声性能，以及预测接收系统的总体灵敏度。

当信号链中存在混频器时，噪声系数分析就会产生原理性问题。所有实数混频器均折叠本振(LO)频率附近的RF频谱，产生输出，其中包括两个边带频率的叠加，合成公式为f_OUT=|f_RF-f_LO |。在外差式结构中，可能认为其中之一是杂散频率，而另一成分才是有用的，因此需要采用镜像抑制滤波或镜像消除方法来大幅消除这些响应中的一种响应。在直接转换接收机中，情况则不同：两个边带(f_RF=f_LO的上边带和下边带)均被转换并用于预期信号，所以其实是混频器的双边带应用。

业内经常使用的各种定义解释噪声折叠的不同程度。例如，传统的单边带噪声系数F_ssb假设允许来自于两个边带的噪声折叠至输出信号，但只有一个边带对表示预期信号有用。如果两处响应的转换增益相等，这就自然造成噪声系统增大3dB。相反，双边带噪声系数假设混频器的两处响应包含有预期信号，则噪声折叠(以及对应的信号折叠)不影响噪声系数。双边带噪声系数被应用于直接转换接收机以及射电天文接收机。然而，较深层次的分析表明，对于设计者来说，为给定的应用选择正确的噪声系数的"方式"，然后替代标准弗林斯公式中的数字是不够的。如果这么做，会造成分析结果产生相当大的错误，当混频器或混频器之后的器件对确定系统噪声系数的作用比较重要时，甚至会产生严重后果。

本文综合介绍噪声系数的基本定义、混频器级联模块的公式分析方法，以及评估噪声系数的典型实验室方法。在第一部分中，我们介绍具有一个或多个混频器时如何修改级联噪声系数公式，并得出适用于常用下变频结构的公式。我们在第二部分继续深入讨论噪声系数测量的Y因子法。第二部分中，我们集中讨论混频器作为被测器件的情况，以便利用第一部分得出的级联公式得出适用的混频器噪声系数的测量方法。

混频器噪声的概念模型

将混频器噪声分布形象化的方法之一是设计一个混频器概念模型(图1)，该模型基于安捷伦的Genesys仿真程序提供的模型¹。

图1. 混频器噪声分布。

该模型中，输入信号分成两个独立的信号通路，一路表示高于LO的RF频率，另一路表示低于LO的频率。每路信号在混频器中进行独立的相加噪声处理，以及采用独立的转换增益。最后，两路信号的频率转换至中频，与混频器输出级可能产生的其它噪声进行相加组合。预期及镜像频带中的单位带宽自噪声功率可能不同，对应的转换增益也可能不同。

为了方便起见，我们将输出处所有噪声源收集在一起统称为总体噪声N_A，表示混频器输出端口上的单位带宽总噪声功率。

N_A=N_sG_s+N_iG_i+N_IF.

注意，N_A并不完全依赖于混频器输入端口上是否有信号存在。
                                             

图2. 噪声源及混频器噪声分布。

在汇总了混频器的内部噪声源之后，我们现在分析可归结至源端点的噪声(图2)。我们识别出两个离散噪声源，分别表示预期频率和镜像频率处源端点引起的输入噪声密度。由于应用电路会造成其中一路衰减，而另一路以低损耗传输至混频器的RF输入端口，所以我们必须将其作为独立参量加以考虑。当镜像和预期RF频率隔离很好并采用频率选择性匹配滤波时，就极可能是这种情况。

宽带匹配滤波情况下，我们可以记作N_OUT=N_A+kT₀G_s+kT₀G_I。然而，当混频器在预期RF频率处进行高Q、频率选择性匹配滤波时，源端点在镜像频率下引起的输出噪声可能忽略不计，所以N_OUT=N_A+kT₀G_s。通常情况下，我们可以为混频器输入端口在镜像频率下可用的输入源端点噪声功率的有效部分分配一个系数α。这样即有N_OUT=N_A+kT₀G_s+αkT₀ G_I，其中α是应用相关的系数，范围为0≤α≤1。随后我们将看到，具体应用中的有效噪声系数取决于α的值。

噪声系数定义

在讨论为什么级联噪声系数计算会发生错误时，我们应回顾一下术语的基本定义。

解释两端口网络的噪声因子的通常定义是：

,

如果用dB表示，则称为噪声系数：

NF=10log₁₀(F).

该表达式取决于输入信号的SNR。然而，如果不定义SNR，这种测量电路或元件的性能指标是毫无意义的，因为它很大程度上依赖于输入信号的质量。因此，合理的方式是对输入的SNR采用最佳假设，也就