现代无线电接收机的系统噪声系数分析一：级联接收机的计算

* 滤波器无镜像抑制。

这两个模块的总级联增益为9.999dB，SSB噪声系数为6.011dB。这一噪声系数是可通过之前的分析正确预测到的，因为我们预期混频器的SSB噪声系数比DSB噪声系数高3.01dB。由于滤波器存在有限的插入损耗，所以噪声系数稍微变差。总体而言，这一结果满足我们的预期。

现在考虑相同的情景，但LO频率为1750MHz(图8)。LO频率为该值时，镜像处于1500MHz，正好处于混频器之前的滤波器带通范围之外。

图8. 带镜像抑制的外差级。

这种配置的级联性能汇总于表2。预期信号的增益与之前相同，但是级联噪声系数(CNF)已经变为4.758dB。

表2. 仿真的级联性能*  

* 滤波器具有显著的镜像抑制。

为解释这一结果，我们需要考虑本例中的噪声情景与图4中所述的情况类似，尤其是源阻抗镜像噪声得到了抑制。可利用之前推导的DSB噪声因子公式计算出混频器级增加的噪声：

所以：

现在，混频器输出的总噪声可由式N_OUT=N_A+kT₀G_s+αkT₀G_i,计算得到，本应用中α=0。因此：

N_OUT=2kT₀G_s(10(^3/10)-1)+kT₀G_s

得到的噪声系数可记为：

以dB表示，即得到：

NF=10log₁₀ (2(10(^3/10)-1)+1)=4.757dB

结果应该与仿真值4.758dB相当，其中包括滤波器插入损耗引起的微小附加噪声。

一般情况下，混频器级的有效单边带噪声系数可由下式给出：

F_SSBe=2(F_DSB-1)+1+α,

式中，当镜像频率下的端点噪声得到较好抑制时，α=0；当根本未抑制噪声时，α=1。注意，如果α=1，有效SSB噪声系数降低至F_SSBe=2F_DSB,，即本部分开始时所述的情况。在有些情况下，α的值会是小数，例如镜像抑制滤波器未直接耦合到混频器输入端，或者镜像和预期响应之间的频率间隔不太大。

外差式接收机

我们利用图9中所示的例子讨论在较大级联分析中如何应用有效噪声系数。为了计算整个信号链的级联噪声系数，我们需要将混频器及其相关的LO和镜像抑制滤波封装成一个等效的两端口网络，该网络具有特定的增益和噪声系数。由于前置滤波器很好地抑制了镜像频率下的端点噪声，所以该两端口网络的有效噪声系数为F_SSBe=2(F_DSB-1)+1,。

图9. 外差式混频器及其相邻的系统模块。

注意，适用的噪声系数既不是混频器的DSB噪声系数也不是SSB噪声系数，而是介于两者之间的一个有效噪声系数。这种情况下，DSB噪声系数为3dB，如上所述，两端口网络的等效噪声系数可计算为4.757dB。将该值带入总体级联公式计算，得到系统噪声系数为7.281dB，如表3所示。手动计算表明，该结果与采用4.757dB计算混频器噪声系数的标准弗林斯公式相一致。

表3. 系统中外差式混频器的仿真级联性能

一般而言，当用等效两端口网络代替混频器及其相邻元件时，输入端口应为被抑制镜像响应的信号流中的最后节点，输出端口应为镜像响应和预期响应组合在一起的最前节点(通常为混频器的输出端口)。如果电路结构不能有效抑制混频器的镜像响应，则必须修改弗林斯公式才能应用。

零中频接收机

现在，考虑零中频或直接转换接收机(图10)。

图10. 带有LNA、混频器、滤波器和VGA的ZIF接收机。

配置包括LNA(增益为10dB、噪声系数为3dB)、带通滤波器(中心频率为950MHz)、信号分配器(将信号送至一对混频器)、一对混频器(转换增益均为6dB，DSB噪声系数为4dB)。VGA设置为10dB增益、25dB噪声系数。该组合的仿真结果如表4所示。

表4. ZIF接收机配置*

*表格中列出的项目有通道频率(CF)、通道功率(CP)、级增益(GAIN)、级噪声系数(SNF)、级联增益(CGAIN)和级联噪声系数(CNF)。

注意，在表5中，我们将这一结果与Excel®电子表格