HDTV接收机Viterbi译码器的FPGA实现

2.2.2 Depuncture电路

在发端经编码和删除后的数据个有大于1/2速率的数据率。为了不增加译码器的难度，采用如图4所示结构的Depuncture电路，把数据速率变回1/2，并在约定的位置插入虚假码元。通过定时控制电路来确定插入虚假比特的时刻，同时产生禁止计算脉冲，与生成的并行数据一起送入下级。


  

2.2.3 自同步电路

在传输数据的过程中，以2/3码率为例，它的传输序列格式为“X1Y1Y2”，即删除了“X2”位置的码元。在接收到的软判决信息序列中，首先必须确定 “X1”位置的数据，否则就无法确定插入虚假码元的位置。而“X1”这一起始信息系统无法传送，在本设计中自同步电路就是来完成捕获“X1”这一功能的。如图2后半部分所示，译码器先假定任一位置为“X1”，通过译码结果结合误码监控来判断是否同步，并把这一信息反馈给Depuncture电路，同步标识 SYN为高则表明电路同步，前级就会维持该同步；否则，前级电路将会继续捕获，直至电路同步。

3 译码器的性能

本文是在软件仿真的基础上，结合硬件实现的可行性和COFDM传输系统中的高数据率的实际情况，权衡资源占有和速度的矛盾进行的一种优化设计。

3.1 译码性能的软件仿真

软判决译码器的输入信息是经软判决量化后的数据。但量化的电平数与码元的可信度有直接的关系，量化电平越多，则越能精确地接近似然函数，越能准确反映接收码元的可信度，从而使译码器的译码性能更接近最大似然译码。但随着量化电平数目的增多，译码的复杂性也很快增长，实现的难度也随之加大。图5（a）用 MTLAB仿真得出了量化电平数对译码性能的影响。从波形可以看出，在16电平以上（32、64电平）量化时，误码与信噪比的性能曲线很接近，而相对于后两种量化来讲，16电平的FPGA电路实现要方便得多。因此本设计采用4比特量化。   

  

在FPGA实现译码的过程中，译码深度是另外一个重要的决定译码性能的参数。图5(b)是仿真得到的在采用16电平量化时，对应不同深度下误码率与信噪比的关系。可以看出，当译码深度大于55时，SNR基本不再增加。BER=10 -3时，深度为55的译码较45有0.65dB的增益。但从资源的占有程度来讲，前者却要多用640个逻辑单元。本设计采用的译码深度为45。

3.2 VB译码器的电路性能

基于上述分析，通过大量的电路和软件仿真，用FPGA方法完成了用于HDTV COFDM传输系统中的VB译码器的设计。通过用Tektronix TLA 700逻辑分析仪（数据深度为512K字节）调试，将采集到的每组可达520K字节的数据用软件仿真进行验证，确保在无扰信道情况下误差率为零，并在测试过程中验证了该译码电路具有的以下性能。

（1）适用于高速率系统，电路最高工作时钟可达70MHz，整个电路占用逻辑单元为7620个。同时不占RAM和ROM单元，为同一片内的其它电路模块节省了宝贵的共享内存资源。

（2）主码率为1/2，同时在不增加电路复杂性的情况下，可以对2/3，3/4，5/6，6/7，7/8等多种码率的数据进行译码。

（3）可自动实现译码同步和BER监控。

（4）采用并行电路设计，使电路在高时钟情况下可以稳定工作。

（5）采用FPGA技术，易于修改电路内部参数，软判决可以兼容硬判决。通过内部参数的变化可以满足不同约束长度（7、9）译码的要求。

图6 给出了在FPGA电路的时序仿真波形。其中TPS为系统通过传输参数信令提供的码率信息。共有1/2、2/3、3/4、5/6、7/8等多种码率信息。电路工作时钟bitclk根据COFDM传输系统的要求为60MHz。Vb_in为4-bit量化后的软判决信息，译码输出串行比特泫，并标注有数据有效和是否同步的标志。Vb_err用来监控误码，向电路发出提示信息，使电路始终工作在同步态。


  

本文的FPGA实现是基于Altera公司Quartus和Maxplus II电路仿真环境和该公司APEX TM EP20K600EBC652-1XES系列芯片来完成的。应用于高精晰度数字电视COFDM传输系统的接收机顶盒的设计中，经过性能测试，达到了系统指标要求。同时，该设计也为HDTV机顶盒的ASIC设计奠定了良好的基础。