详解同步整流技术在正激变换器中的应用

　　1 引言

　　近年来随着电源技术的发展，同步整流技术正在低压、大电流输出的dc/dc变换器中迅速推广应用。在低压、大电流输出的情况下，输出端整流管的损耗尤为突出。例如，对采用 1.5v、20a电源的笔记本电脑而言，此时超快恢复整流二极管的损耗已经超过电源输出功率的50%，即使采用低压降的肖特基整流二极管，损耗也会达到输 出功率的18%～40%。因此，传统的二极管整流电路已经成为提高低压、大电流dc/dc变换器效率的瓶颈。

　　由于mosfet不能像二 极管那样自动截止反方向电流，因此同步整流器的驱动是同步整流技术使用的一个关键。驱动方式的选取不仅关系到变换器能否正常工作，更决定了变换器性能。按 照驱动方法的不同，同步整流分为自驱型和外驱型，两者的主要区别在于，自驱型同步整流管的驱动电压一般采用的是变压器上或辅助绕组上的电压，而外驱型同步 整流管的驱动电压是由外部同步整流驱动芯片产生的。本文将分别讨论两种同步整流驱动的方法，并阐述了同步整流中需要注意的问题。

　　由于正 激变换器是最简单的隔离降压式dc/dc变换器，其输出端的lc滤波器非常适合输出大电流，可有效抑制输出电压纹波。所以，正激变换器成为低电压大电流功 率变换器的首选拓扑结构。正激变换器必须采用磁复位电路，以确保变压器励磁磁通在每个开关周期开始时已经复位，常见的磁复位方法有：有源钳位、rcd钳 位、绕组复位、谐振复位等，如图1所示。

　　rcd钳位的方法虽然电路简单，但是它大部分磁化能量消耗在钳位电阻中，不利于效率的提高；有源钳位虽然可以重复利用变压器磁化能量和漏感能量，但是有 源钳位系统的控制带宽受到限制，动态性能不好，并且它多用了一个钳位开关，增加了驱动电路的难度和变换器的成本；而谐振复位由于谐振电压比较高，因此对开 关管的电压应力要求就更高；对于绕组复位的方法，结构较简单，磁复位时将能量回馈到输入源中，并且对开关管的电压应力要求并不高。

　　2 自驱同步整流

　　2.1 栅极电荷保持驱动方法的基本原理

　　对于本文选用的 绕组复位正激变换器，其传统传统自驱型同步整流的方法如图2所示，在磁复位结束后，变压器的电压将为零，并且会保持在零直到下一周期开始，这样续流管将没 有电压提供驱动，电流会从其体二极管中流过，而其体二极管正向导通电压高，反向恢复特性差，导通损耗非常大，这是传统自驱同步整流的主要缺点，因此提出了 采用栅极电荷保持的同步整流方法，它的原理如图3所示。

　　在t0时刻之前，输入信号v1为0，开关s1关断，电容c的初始电压为0。在t0时刻，输入信号v1为正，通过二极管d对电容c充电；在t1时 刻，输入信号v1为0，二极管d承受反压截止，只要开关s1保持关断，电容c上的电荷得以保持，v2维持高电平；在t2时刻，开关s1导通，电容c通过 s1放电，v2变为0。如果c是同步整流管的栅极寄生电容，s1是一个辅助开关，那么在t1到t2这段时间内，输入驱动信号v1降为0时，同步整流管的栅 极电压仍可保持高电平。

　　2.2 栅极电荷保持驱动正激变换器

　　利用栅极电荷保持的驱动方法，传统电压驱动同步整流器在变压器电压死区时间内，续流管体二极管的导通问题很容易解决，图4给出了栅极电荷保持电压驱动正激变换器的原理图和主要波形。

　　在t0到t1的时间内，开关管s1开通，变压器副边电压变为上正下负并驱动s2和s4使它们导通。s3的栅极电容通过s4放电，s3的栅极电压降为0，s3关断，输出电流流进s2。

　　在t1时刻主开关管s1关断，变压器进行磁复位，变压器副边电压变为下正上负，s2和s4关断，s3的栅极电容由流经d1的电流充电。s3栅极为高电平 导通，负载电流流经s3。在t2时刻磁复位结束，变压器副边电压变为0，由于二极管d1承受反压截止，s4关断，s3的栅极驱动电压保持不变，因此，即使 变压器副边电压为0，s3仍然保持导通，继续续流。s3的栅极电压一直保持到下一个开关周期开始，也是s4导通之时，这就解决了死区时间内s3体二极管续 流导通的问题。

对于这种栅极电荷保持的自驱型同步整流方法，有一个重要的过程就是，在续流管s3续流结束时要将其栅极电荷放掉，否则当变压器副边电压变为上正 下负的时候，续流管会导通，有电流从漏极流向源极，并最终导致变压器副边，续流管和整流管形成一个回路，即副边出现直通。而放掉续流管s3的栅极电荷必须 依赖于副边电压变为上正下负，即使s4导通，将s3栅极电容上的电荷通过s4放掉，但是这里出现的情况是，当变压器副边电压为上正下负使s4导通的时候， 同时续流管s3