移相控制ZVS PWM全桥变换器的直通问题分析

1 引言

　　在计算机、通信、航空航天等许多领域，开关电源以其体积小、重量轻、效率高等优点逐步取代了传统的线性电源。移相全桥零电压开关PWM变换器结合了零电压开关准谐振技术和传统PWM技术两者的优点，工作频率固定，在换相过程中利用LC谐振使器件零电压开关，其控制简单、开关损耗小、可靠性高，已经普遍的应用在中大功率应用场合中,但这种变换器普遍存在着桥臂直通问题，本文分析了桥臂直通问题产生的一个容易被忽略的原因，并且提出了解决方案。

　　2 移相控制ZVS PWM全桥变换器直通问题分析

　　全桥变换器的电路结构如图1所示，其中，D1~D4分别是开关管VT1~VT4的内部寄生二极管，C1~C4分别是开关管VT1~VT4的内部寄生电容或外接电容。Lr是谐振电感，它包括了变压器的漏感。每个桥臂的两个功率管成180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即相位角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。VT1和VT3分别超前于VT2和VT4一个相位，称VT1和VT3组成的桥臂为超前桥臂，VT2和VT4组成的桥臂为滞后桥臂。

　　图1　移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的主电路

　　对于全桥变换器的ZVS移相控制方式超前臂的ZVS实现较为容易，滞后臂的ZVS较为困难。全桥电路在一个周期内的整个工作过程请参考文献[1]。本文仅对实际设计时所遇到的问题做详细的分析。问题产生的原因是超前桥臂和滞后桥臂的工作机理不同，在超前桥臂开关管开关的过程中，输出滤波电感是参与能量的转换，相当于恒流源，而滞后桥臂开关管开关的过程中，变压器处于短路状态，因此参与谐振的能量很小，导致失去零压条件。当滞后臂的开关管VT4关断后，C4电压增加，VAB=-VC4，VAB为负电压，使DR2也导通，将变压器付边短接，变压器原边电压为零，VAB电压全部加在漏感和谐振电感上，使原边电流ip减少。如果漏感和谐振电感的能量较少，就会出现C4的电压还没有增加到Vin，原边电流就已减少到零，C4的电压就会使原边电流反方向增加，而且C4的电压也会下降，同时C2的电压就会开始增加。VT2开通时，C2的电压不为零，VT2就不能实现零电压开通，而是硬开通。当VT2开通时，C4的电压已经下降为零，其体二极管D4已经导通，C2的电压为Vin，VT2不仅是硬开通，而且桥臂直通。

　　图2为变压器中点电压波形，由图可知变压器零电平一段有一个小凸起，没有真正为零。这个小凸起是由于滞后臂开关管硬开通引起的。通过观察滞后臂开关管VT4的G、S和D、S波形，可清晰地观察到上述所遇到的现象。由图3知，凸起是在开关管VT4关断后产生的，当滞后臂开关管关断后，原边电流ip给电容C4充电，电容两端的电压上升，但由于谐振电感和漏感的能量较小，经过一段时间，电流反向，C4两端电压上升一段时间后又下降。由滞后臂VT4开关管的D、S和电流波形可以验证以上的分析。图中平台的小凸起对应着中点电压的凸起，验证了产生的原因为滞后桥臂的硬开关造成的。

　　由图4可以看出：在D、S电压凸起由零到顶点的过程，原边电流ip刚好下降为零；在D、S电压凸起由顶点到零的过程，电流刚好反向最大，体二极管导通，D、S电压箝位为零，同样可以验证上述分析的结果。

　　由于滞后桥臂没有实现零压开通，不仅导致了效率的下降，更加严重的问题是桥臂直通。图5分别为同一桥臂两个开关管的D、S电压和电流波形，可以看到：在开关管VT4的体二极管还正在反向恢复时，开关管VT2已经开通，则两个开关管存在直通的可能性。输入电压全部加在功率管上，将导致炸机。

　　图5滞后臂开关管VT2的D、S电压和VT4的电流波形

　　3 防止直通问题的解决方案及实验结果

　　由以上分析可知：凸起是由于开关管VT4关断后产生的，谐振电感和漏感的能量较小，原边电流iF电流反向引起的，因此加大这部分谐振能量或者防止电流反向是解决此问题的方向。

　　⑴增大谐振电感，加大负载，使满足零压开通条件。

　　图6滞后臂VT4的D、S电压电流波形（增大谐振电感，加大负载）

　　如图所示，增大谐振电感，加大负载后开关管的D、S电压波形和电流波形，大家可以看到，开关管关断后，电流能量较大，没有反向，电压凸起消失。

　　⑵在原边增加辅助谐振网络

　　为给滞后桥臂增加的辅助网络的原理图，图中Ca1和Ca2为电解电容，L1为辅助谐振电感，用此网络来增加谐振能量，此网络与负载无关，因此可以实现全程零压开通，并且参数容易设计。从图中可以看出小凸起同样消失。

　　⑶用饱和电感替代传统的线性电感。利用饱和电感在饱和状态呈现高阻的性质来防止电流反向。饱和电感详细的工作原理。

　　4 结论

由上述分析得知，全桥电路的直通问题是典型问题，因此防止直通就