基于DSP的全桥移相控制感应加热电源研究

0 引言

随着感应加热电源对自动化控制程度及可靠性要求的提高，感应加热电源正向智能化与数字化控制的方向发展。DSP具有高速的数字处理能力及丰富的外设功能，使得一些先进的控制策略能够应用实践，研究基于DSP的数字控制感应加热电源，可使产品具有更加优良的稳定性及控制的实时性，并且具有简单灵活的特点。本文以TMS320F2812为核心，设计了超音频串联谐振式感应加热电源的数字化控制系统，包括数字锁相环(DPLL)、移相PWM发生与系统闭环控制等。

1 系统结构

串联谐振式感应加热电源主电路如图1所示。采用不控整流加可控逆变电源结构，负载为感应线圈(等效为电感)与补偿电容串联。逆变部分采用带锁相环的移相PWM控制。基于TMS320F2812的系统控制框图如图2所示。其中直流侧电压检测电路和电流检测电路用于系统的闭环控制；输出电流检测电路是获取负载电流频率脉冲信号，用于频率跟踪的同步信号。

　
2 移相PWM调功原理

图1中由VTl和VT2的臂作为基准臂，VT3和VT4的臂作为移相臂，控制脉冲如图3所示。由图可见，其中VT1和VT2、VT3和VT4控制信号仍然保持互补相位关系，但VT3和VT4控制信号分别滞后VT1和VT2角度β，该角度在0～π范围内连续可调。改变移相臂的相位角β即可改变输出电压波形，从而改变电压基波有效值，实现桥内调压的目的。


设输入直流电压为Ud，VT4控制信号滞后VT1控制信号β角。则电路输出功率可用基波有功功率表示：


3 基于DSP控制系统的实现

1)数字锁相环与移相PWM信号的发生

采用TMS320F2812的EV单元，结合数字锁相环基本算式，可有效实现感应加热电源的频率跟踪。数字锁相环基本算式如下：


式中，T0(n)为同步信号周期，T1(n)为二阶滤波后的结果，T(n)为频率相位修正后的结果。A为频率修正系数，B为相位修正系数。

基于TMS320F28l2实现数字锁相环(DPLL)的基本原理如图4所示。算法过程如下：

(1)设置捕获单元为上升沿捕获，当同步信号脉冲的上升沿到达到，计数器2从零开始计数，当下一个脉冲上升沿到达时，捕获计数器2的值，得到同步信号的周期值T0(n)。

(2)开放定时器1的下溢中断，当计数器l为零时即进入下溢中断，立即读取并记录此刻计数器2的值，如图4中点M，该值即为相位差θ(n)，将其存入到相应寄存器中，等待程序调用。

(3)调用相关变量，基于锁相环基本算式，计算得到新的周期值T(n)。

(4)判断T(n)是否在频率限定范围之内，限幅处理后，将T(n)作为计数器1下一周期的周期值，这样在每个周期都进行调节便可实现锁相的目的。

考虑到移相PWM信号的发生，这里需设置计数器l为连续增减计数模式，所以实际载入周期寄存器的值的需再除以2。

移相PWM信号的发生原理如图5所示。设置定时／计数器1(GPl)为连续增减计数模式，设A和A′两点对应于比较单元l(CMPl)，B和B′对应于比较单元2(CMP2)。比较单元1与比较单元2分别输出两路互补的脉冲信号。在GPl的下溢中断和周期匹配中断及时改变定时器比较寄存器的值，即可产生所需的移相PWM信号。


比较寄存器值的算法如下：

　
其中，TPR(n)为定时器l的周期值，date1和date2为两个变量值。改变datel与date2的差值，即可得到移相角可控的PWM输出。

设移相臂的滞后角度为β，则


由式(3)可知，当datel=0，date2=TPR(n)时，移相角β最大，此时移相范围为0～π，但在DSP的程序设计中datel(A点)是不能取零的，所以在这种算法下，移相角的范围与datel的最小取值有关。

结合数字锁相环与移相PWM的发生原理，可以设计出两者相结合的算法，在DSP中的算法流程图如图6所示。


2)闭环控制

本文采用闭环控制结构如图7所示。检测输出电压及电流变化，将反馈信号输入到DSP的ADC采样端口，进行模数转换，得到电压与电流的反馈值，然后通过乘法器将两者相乘，再与给定比较，功率调节器的输出控制逆变器的移相角度，使输出功率保持恒定。

　
因为感应加热电源系统负载的惯性比较大，即参数变化比较慢。因此，可以不考虑PID微分环节，采用PI调节，就可以满足系统的控制要求。