一种新型的零电压开关双向DC-DC变换电源

时间：02-23 来源：EDN 点击：

图6　能量从高压向低压流动时的门极控制脉冲

　　零电压开关分析

　　为实现开关器件的软切换，减小开关过程中的电压和电流值，尽量使开关切换在接近零电压时进行，因此在逆变器开关换流时，设置了死区Td。在图2所示电路中，当能量从低压向高压传送时，在M1从导通向截止换流，M2由截止向导通换流时，中间设置死区Td，如图7所示。考虑到电容Cs1=Cs2，因此，换流期间可以认为UCM1+UCM2=UCM3+UCM4维持不变，等于U1。由于M1关断，CM1充电，电压UCM1从0开始上升，而UCM2放电，电压从U1下降，升、降值相同，维持和不变。因此，CM1的充电电流为iT1/2，CM1充电到电压U1时，CM2放电到0V。如果继续对CM1充电，CM2将被反向充电，DM2会导通。此时为M2的零电压开通提供了条件。对CM1的充电是在iT1的作用下进行的，根据电容充电过程中电流、电压和时间之间的关系可得
　　由式(5)得th为

　　因此，只要开关换流间隔死区时间Td大于CM1从0V充电到U1所需的时间th，即满足式(7)就可实现开关元件的零电压开通。一般情况下，取换流时iT1的平均值。

图7　脉冲之间设置死区

　　电感Lk的选取

　　选适当的Lk，使电能从低压侧向高压侧传送时，保持电流iLk连续。实际上，在S3导通期间(ton)，C2提供负载电流，而在S3截止期间，电感中的感应电势使S1内部的二极管导通，一方面提供负载电流，另一方面，补充在ton期间C2中电荷的减少。根据功率平衡关系式(8)，输入、输出关系式(3)和式(9)，可得保持电流连续的最小电感Lkmin。

　　式中：f为电源的开关频率；I0为高压侧负载的平均电流；U2为高压侧的输出直流电压；UT2为变压器高压侧的电压有效值。

　　电流iLk临界连续波形如图8所示。

图8　电流iLk临界连续波形

　　仿真及实验结果

　　升压方式

　　1)电压值。升压工作方式下，若取蓄电池电压Vin=24V，开关频率fc=20kHz，占空比D=0.35，高压侧负载功率1kW，则变压器高压侧电压UT2为240V，用式(3)计算输出电压值为307V，仿真结果值见图9，和计算值基本吻合。其它相关的电流、电压波形如图9所示。

图9　升压方式下UM1，UT2，iLk，U2的仿真波形

　　2)电感电流iLk的波形。电感电流iLk的波形如图9所示和图4中预期的iLk稳态电流波形一致。在死区段变压器电流迅速回落。

　　3)开关切换点电压值。根据2.3节的分析，只要满足式(7)即可实现电源的零电压换路。仿真时取Cs2=0.04LF，开关触发脉冲之间的死区Td设成5Ls时，能实现零电压开关，如图9所示。其中uM1为开关M1两端的电压波形。

　　降压方式

　　在降压工作方式下，若取低压侧负载功率为200W，高压侧电压U2为240V，占空比D=0.35，则输出电压波形U1，流经电感Lk的电流波形iLk，变压器两侧的电压UT1，UT2分别如图10所示。

图10　降压方式下U1，iT1，UT1，UT2，iLk的仿真波形

　　部分实验波形

　　1)电流iLk波形。变流器的电路参数同仿真值，通过示波器观察到的变压器高压侧电流波形，即流经电感Lk的电流波形如图11所示。波形和仿真结果基本一致，见图9、图10中电流iLk波形。

图11　升压方式下电流iLk的实验波形

　　2)零电压开关波形。当电能从高压侧向低压侧传送时，开关器件M1门极控制电压和漏、源极电压波形如图12所示，能实现开关器件的零电压切换。

图12　升压方式下Uds，Ug的实验波形

　　结束语

　　本文给出了一个零电压开关的双桥、双向直流电压变换电路，在不改变电路结构的情况下，实现能量的双向流动。由于电路中，使用了新的开关控制策略，使该电路具有稳定的输出电压。在不增加电路元件的条件下实现电路的零电压开关，因此电源的电磁辐射较小。此外，电路还具有体积小、效率高、结构简单、成本低廉、电气隔离等优点。电源的输出功率可达几到十几kW，除可以用于中、小型的电动车驱动外，还可作为中、小型变电站的不间断电源及其它需要双向直流电源供电的设备中。

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