电流控制技术和斜坡补偿

频率上,相位裕度有45°,低于交越频率则相位裕度更大点。45°的相位裕度的系统工作稳定、低过冲、干扰小,所以将零点设置在略低于交越频率处(fs 为10KHz)。当极点高于开关频率的1/2 时,极点不会影响控制环的频率响应。为了减少对噪声的敏感性,极点通常设置在开关频率附近。本设计设置极点在开关频率处(fp 为80ｋＨｚ)。设计电流环的过程为先算出零点时功率部分的增益,而功率部分增益乘以电流放大器增益为整个电流环增益,整个电流环的增益为1 时算出电流放大器的交越频率(即零点),并且在交越频率处电流环的增益是功率部分增益的倒数,由此算出电流环的增益,由该增益算出补偿网络的电阻,由电阻和零点频率算出补偿网络的零点电容,再由极点频率算出补偿网络的极点电容。具体计算过程为:电感电流的下降沿=(Ｖo-Ｖin)/Ｌ;最坏情况(Ｖin=0),电感电流的下降沿=Ｖo/Ｌ;晶振坡度=Ｖs/Ｔs=Ｖsｆs。

因为电流放大器的输出不能大于晶振的输出,即电感电流的坡度不能大于晶振的坡度,所以电流放大器的增益最大时PWM 比较器的两个输入端信号相等,此时为:

s而零点处功率部分的增益为：

因为交越频率处整个电流环为单位增益，所以电流环增益为1，电流环增益及交越频率为：

即交越频率为开关频率的

ca G ——电流放大器的增益

id G ——功率部分的增益

se V ——晶振峰峰值

rs V ——检测电阻电压

ca V ——电流放大器输出电压

sense R ——检测电阻

i R ——从电流检测到电流放大器的反向输入端

电流环的增益图(图13)和电流误差放大器的电路图(图14)如下所示。

图 13 电流环波特图

图 14 电流环误差放大器

②电压环设计为了工作稳定,必须进行电压环补偿。

与稳定性相比,功率因数校正电路电压环更需要的是保持输入线电流畸变小。电压环的带宽必须设计得足够低以衰减输出电容上的工频2 次谐波;电压误差放大器也必须有足够的相位裕度以在相位上跟踪输入电流,使功率因数提高。Ｂｏｏｓｔ电路输出部分的低频模式是电流源驱动电容的一阶电路,功率部分和电流反馈环组成该电流源,输出电容
组成该电容,该模式具有-20ｄＢ/十倍频的增益特性。如果电压反馈环在这附近闭合,它将有恒定的增益并且稳定,但在抑制2 次谐波引起的畸变方面性能差,放大器需要一个极点以减少纹波电压增益,并且使相移为90°,由此找到单位增益交越频率和极点位置。电压环的设计与要达到的ＴＨＤ有关,电压误差放大器输出端产生的1.5%的2 次谐波将在电路输入端产生0.75%的3 次谐波。

因为在设计中要求ＴＨＤ不大于3%,允许分配给电压误差放大器的输出纹波比例是1.5%。为了提供足够的相位裕度,极点设置在交越频率上,整个回路增益将在45°的相位裕度。电压环部分的设计从计算输出电容上允许的 2 次谐波电压开始,再计算电压放大器允许的输出2 次谐波,及由此算出电压放大器的2 次谐波增益值,由该增益值可以算出电压环的补偿电容。功率部分的增益和电压环的增益组成整个电压环的增益,整个电压环的增益为1 时算出交越频率。再由交越频率算出补偿网络的电阻。计算方式如下:

当 q=24 时,k0.105 将确保软开关。当Ｔroff(1-Dmax)Tｓ=0.1Ｔｓ时,Troff 最小。当q=24时,k0.09。兼顾考虑,应取ｋ=0.09;

③ Lr=6.5μＨ,其值根据ｋ求得;

④ Ls=30μＨ,确定Ｌｓ值最直接的方法是要求Ｖr 工作范围满足Ｖ/10ＶｒＶ/2。Ｌｓ值大小的选择应确保在所有的输入电压范围内Tron 和Troff都是有效的,并且采用PFC 时达到最小的电压应力;

⑤ Cs=2μＦ,在整个开关周期内ＣS 可被看作是相对恒定的值。这样可保证Ls 和Cs 的谐振周期是开关周期的若干倍。
2.峰值电流控制芯片UC3846 进行斜坡补偿电路设计举例

主电路拓扑采用双管正激电路

UC3846 的斜坡补偿选择电路根据峰值电流控制的电路图可以看到,加入斜坡补偿有两种方法,一种是将斜坡补偿信号加到电流检测信号中,前一种实现方法简单,但由于斜坡补偿信号的加入,有可能在实现电流限制功能时产生误差。
第二种方法实现时必须满足两个条件:①在开关频率附近,电压放大器的增益必须为一个固定的常数Ｒ1/Ｒ2;②当射极斜坡补偿时,电流放大器和电压放大器都必须考虑进去。参数选择采用单端正激电路设计1000Ｗ通信电源,以UC3846 作为控制芯片,交流输入165～275Ｖ;输出50V,20A;工作频率80k Hz;匝比8/1（Np/Ns）,检测电阻Rsense=0.4O;输出电感
L=40uH;晶振电容CT=1nF;死区时间0.145us。