三相双向PWM整流器模型与控制电路设计

摘要 为解决传统多脉冲变压整流器架构复杂，功率因数随着电压频率增加，输入功率因素也相应减少的问题。文中采用高频功率变换技术，对PWM整流器的模型与控制电路设计方法进行了分析，并在此基础上介绍了主电路参数的设计。并通过仿真和试验结果表明，文中所述设计的PWM整流器，达到了抑制谐波电流的目的，并可满足直流侧电压的抗干扰性和动态稳态性能，为PWM整流器参数的设计提供了参考。

虽然多脉冲变压整流器具有简单可靠等优点，但如果为了减小输入电流谐波含量，要求脉冲数量尽可能多，随着脉冲数量的增多，多脉冲变压整流器的结构将变得复杂。同时，由于在多脉冲变压整流器的输入端加入了滤波电感，当输入电压频率增加时，其输入功率因数也要减小。PWM整流器采用高频功率变换技术，能够有效的减小设备的体积、重量，且在一定频率范围内输入电流基本上正弦，且输入功率因数基本为1，且不受频率变化的影响，另外能量也可双向流动。

1 模型与控制电路设计

三相双向整流器主电路结构如图1所示，采用三相电压源逆变器实现能量双向流动。三相交流母线电压波形如图2所示，在一个周期内根据交流母线相电压的过零点划分为6个区间。

PWM整流器的控制方法采用简单空间矢量下单周控制方法。该控制电路包含4个部分：区间划分电路、电流选择电路、驱动选择电路和单周控制电路。

(1)区间划分电路。用于进行三相电压区间划分，检测三相输入电压矢量处于哪个区间。该部分由3个结构相同的电压比较器U1A、U1B和U2A组成，通过输入电压与零电平比较进行区间划分。

(2)输入电流选择电路。根据电压矢量区间划分信号选择输入的电源电流以确定ip、in相对应的值。

(3)驱动选择电路。根据电压矢量区间划分信号确定Qp、Qn相对应的控制主电路开关的导通和关断的驱动信号。

(4)单周控制电路，是整个控制电路的核心，控制算法运算的单元。

由于主电路采用桥式结构，为防止上下桥臂发生直通的现象必须加入死区电路，死区形成电路如图3所示。

在三相三桥臂三相三线制和三相四桥臂三相四线制有源电力滤波器中，均需要采样电压为三相电源电压Va、Vb、Vc和直流侧电容电压E。三相电源电压Va、 Vb、Vc采用电压传感器得到，能够实现主电路与控制电路的电气隔离，采样电路共3路，结构相同，其中一路的电路如图4所示，直流侧电容电压E采用采样电阻分压得到。

2 电路参数设计

为了系统能够稳定运行，功率主电路直流侧电容电压必须满足一定条件。首先，直流侧电压必须足够高以保证系统工作在升压模式;第二直流侧电容电压如果过高会提高器件的耐压定额，增加系统成本，同时也降低系统的可靠性;第三直流侧电压过高会造成系统局部不稳定。直流侧电容电压的取值范围为

本系统中电网电压ua=ub=uc=(115±15%)V(有效值)，由式(1)可得，直流侧电容电压取值为360 V

直流侧电容的主要作用有：(1)缓冲整流器交流侧与直流侧负载建的能量交换，且稳定直流侧电压。(2)抑制直流侧谐波电压。一般而言，从满足电压环控制的跟随性指标看，直流侧电容应尽量小，以满足直流侧电压的快速跟随控制;从满足电压环控制的抗扰性指标分析，直流侧电容应尽量大，以限制负载扰动时的直流电压动态压降。

由跟随性指标可根据式(2)求得直流侧电容容量的上限值

实际上，式(4)的条件一般不能满足，因此应根据实际情况考虑。

在本系统中，要求纹波电压△E不超过直流侧平均电压E的2%，即△E=2%×E，直流侧平均电压E通过PI调节器设置为380～450 V，PWM整流器的功率PN(t)为6 kW，电源为ua=ub=uc=(115±15%)V(有效值)/400 Hz。在实际电路中采用两个相同的电解电容(470μF/450 V)并联构成直流侧电容。

PWM整流器的容量S=3UI，U为电网相电压有效值，I为电网输出相电流有效值。PWM整流器容量为6 kVA，电网额定相电压有效值为115 V。因此，可求得三相电网相电流峰值为25 A。

按照主电路电流电压要求，并留取一定余量，考虑到功率器件的开关速度、驱动电路的简洁、散热快、安装方便，选用6MBP75RA060 IPM智能模块，额定电流为75 A，额定工作直流电压为600 V。

交流侧电感根据式(5)选取，选取电感值为0.8 mH。

3 仿真与试验结果

采用上述设计方法的仿真结果如图5和图6所示。

如图5和图6所示，当负载在从电网吸收能量和向电网反馈能量两种工作状态转换时，三相交流输入电流能够平滑的转换。在两种模式下，三相交流输入电流均为近似正弦，当负载在从电网吸收能量工作状态时，三相交流输入电流与三相交流输入电压同相，整流器工作在整流模式从电网吸收能量