LLC最全计算套路

件会丢失，如图 12所示。因此当确定最大增益点时，要求保留一些裕量，在负载瞬态变化和启动阶段，确保获得稳定的ZVS工作。典型地，对于实际设计，选取最大增益的 10~20% 作为裕量，如图 13所示。 

在某一给定的条件下，即使采用增益公式6得到峰值增益，也是很难地以明确形式表达出峰值增益。 为了简化分析与设计，可以采用仿真工具获得峰值增益，如图 14所示。图中给出了不同 m 取值时，随着Q值变化的峰值增益(可达最大增益)。 可见，通过减少m和Q值，可以获得较高的峰值增益。 对于给定的谐振频率 (fo)和 Q 值，降低m意味着励磁电感减少，将导致环流增加。 自然地，应在可用增益范围与导通损耗之间作出权衡。 

   

FSFR系列的特征 

 

FSFR系列产品集成有脉冲频率调制(PFM)控制器以及专门设计用于零电压开关(ZVS)半桥转换器的MOSFET，外部元器件用量最少。内部控制器包括一个欠压闭锁、优化的高端/低端栅极驱动器、温度补偿的精密电流控制振荡器以及自保护电路。 与分立MOSFET和PWM控制器方案相比，FSFR系列产品减少了总成本、元器件数量、尺寸和重量，与此同时却提高了效率、生产率和系统可靠性。 

 

   

设计步骤

 

本节提供了基于图 17所示原理图的设计步骤。 集成变压器具有中心抽头，输入电压来自预调节器-功率因数校正器(PFC)。 带有 192W/24V 输出的DC/DC转换器已被选中作为设计实例。 设计规格如下:

- 标称输入电压: 400VDC (PFC 级的输出)- 输出: 24V/8A (192W)
- 保持时间要求: 20 毫秒(50Hz 电源频率)

- PFC 输出直流电容: 220μF 

[[STEP-1] 确定系统的各项指标 

 

[[STEP-2确定谐振网络的最大与最小电压增益

根据上节讨论，为了减少开关频率波动，典型地，LLC谐振网络应设计工作在谐振频率 (fo) 附近。 鉴于LLC谐振转换器由PFC输出电压供电，为使该转换器的工作频率设计在fo，应该适应PFC标称输出电压。

由式10可见，fo处的增益为m (m=Lp/Lr).的函数。 fo处的增益决定于m值的选取。 尽管m 取值较小时，可以得到高的峰值增益，但是过小的m 取值会导致变压器的耦合恶化和效率下降。 典型地，设置m 位于3~7，可使谐振频率处(fo)的电压增益为1.1~ 1.2。

m取值选择后，PFC标称输出电压时的电压增益可以描述为: 

- 磁芯: EER3542 (Ae=107 mm2)
- 骨架: EER3542(水平/分段类型) 

 

6. 实验验证

为了验证本使用说明书中设计过程的有效性，对本转换器设计实例的进行了建立和测试。 设计实例中涉及的全部电路元件都得到了采用。

图 30和图 31给出了标称输入电压时满载与空载下的工作波形。 可见，由于谐振作用，在开通前，MOSFET的漏源电压 (VDS)下降至零，实现了零电压切换。

图 32给出了满载条件下谐振电容电压和初级电流波形。 谐振电容电压与初级端电流的峰值分别为 325V 与1.93A，这与设计过程章节中第八步的计算值非常匹配。图 33给出了输出短路条件下谐振电容电压和初级端电流波形。 对于输出短路条件，当初级电流大于3A时，过电流(OCP)发生动作。 谐振电容的最大电压略高于计算值419V，其原因是1.5μs的关闭延时使得OCP动作电流略高于3A(参阅FSFR2100产品说明书)。

图 34给出了满载和空载条件下整流器二极管的电压与电流波形。 由于杂散电感引起的电压过冲，电压应力略高于第九步中的计算值。图 35 给出了满载和空载条件下输出电压的纹波波形。 输出电压的纹波与第九步中的设计值相配。

图 36给出了不同负载条件下效率测量结果。 满载条件下的效率大约为94%。 

 

图文 I 网络