LLC最全计算套路
件会丢失,如图 12所示。因此当确定最大增益点时,要求保留一些裕量,在负载瞬态变化和启动阶段,确保获得稳定的ZVS工作。典型地,对于实际设计,选取最大增益的 10~20% 作为裕量,如图 13所示。
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在某一给定的条件下,即使采用增益公式6得到峰值增益,也是很难地以明确形式表达出峰值增益。 为了简化分析与设计,可以采用仿真工具获得峰值增益,如图 14所示。图中给出了不同 m 取值时,随着Q值变化的峰值增益(可达最大增益)。 可见,通过减少m和Q值,可以获得较高的峰值增益。 对于给定的谐振频率 (fo)和 Q 值,降低m意味着励磁电感减少,将导致环流增加。 自然地,应在可用增益范围与导通损耗之间作出权衡。
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FSFR系列的特征
FSFR系列产品集成有脉冲频率调制(PFM)控制器以及专门设计用于零电压开关(ZVS)半桥转换器的MOSFET,外部元器件用量最少。内部控制器包括一个欠压闭锁、优化的高端/低端栅极驱动器、温度补偿的精密电流控制振荡器以及自保护电路。 与分立MOSFET和PWM控制器方案相比,FSFR系列产品减少了总成本、元器件数量、尺寸和重量,与此同时却提高了效率、生产率和系统可靠性。
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设计步骤
本节提供了基于图 17所示原理图的设计步骤。 集成变压器具有中心抽头,输入电压来自预调节器-功率因数校正器(PFC)。 带有 192W/24V 输出的DC/DC转换器已被选中作为设计实例。 设计规格如下:
- 标称输入电压: 400VDC (PFC 级的输出)- 输出: 24V/8A (192W)
- 保持时间要求: 20 毫秒(50Hz 电源频率)
- PFC 输出直流电容: 220μF
[[STEP-1] 确定系统的各项指标
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[[STEP-2确定谐振网络的最大与最小电压增益
根据上节讨论,为了减少开关频率波动,典型地,LLC谐振网络应设计工作在谐振频率 (fo) 附近。 鉴于LLC谐振转换器由PFC输出电压供电,为使该转换器的工作频率设计在fo,应该适应PFC标称输出电压。
由式10可见,fo处的增益为m (m=Lp/Lr).的函数。 fo处的增益决定于m值的选取。 尽管m 取值较小时,可以得到高的峰值增益,但是过小的m 取值会导致变压器的耦合恶化和效率下降。 典型地,设置m 位于3~7,可使谐振频率处(fo)的电压增益为1.1~ 1.2。
m取值选择后,PFC标称输出电压时的电压增益可以描述为:
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- 磁芯: EER3542 (Ae=107 mm2)
- 骨架: EER3542(水平/分段类型)
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6. 实验验证
为了验证本使用说明书中设计过程的有效性,对本转换器设计实例的进行了建立和测试。 设计实例中涉及的全部电路元件都得到了采用。
图 30和图 31给出了标称输入电压时满载与空载下的工作波形。 可见,由于谐振作用,在开通前,MOSFET的漏源电压 (VDS)下降至零,实现了零电压切换。
图 32给出了满载条件下谐振电容电压和初级电流波形。 谐振电容电压与初级端电流的峰值分别为 325V 与1.93A,这与设计过程章节中第八步的计算值非常匹配。图 33给出了输出短路条件下谐振电容电压和初级端电流波形。 对于输出短路条件,当初级电流大于3A时,过电流(OCP)发生动作。 谐振电容的最大电压略高于计算值419V,其原因是1.5μs的关闭延时使得OCP动作电流略高于3A(参阅FSFR2100产品说明书)。
图 34给出了满载和空载条件下整流器二极管的电压与电流波形。 由于杂散电感引起的电压过冲,电压应力略高于第九步中的计算值。图 35 给出了满载和空载条件下输出电压的纹波波形。 输出电压的纹波与第九步中的设计值相配。
图 36给出了不同负载条件下效率测量结果。 满载条件下的效率大约为94%。
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图文 I 网络
- 浅谈如何实现LLC LED驱动器简化设计(05-06)
- 大联大品佳集团推出基于Infineon ICL5101的商业照明解决方案(03-17)
- 基于LLC隔离的光伏并网逆变器设计方案(11-02)
- 电路详解:电源谐振半桥转换电路(07-17)
- 基于准谐振型软开关的高频开关电源变换器(12-27)
- 准谐振反激的原理介绍及应用参数计算(08-17)