LLC最全计算套路

 

由于VRI的各次谐波分量不涉及功率传输，交流等效负载电阻可以采用(VRIF/ Iac)计算: 

考虑到变压器匝比(n=Np/Ns)，则初级等效负载电阻可 

以描述为 

采用等效负载电阻，可以得到交流等效电路，如图 6

FF
所示，图中Vd 和VRO 分别指驱动电压Vd 和反射输出电压 VRO (nVRI)的基波分量。 

 

利用式5中得到的等效负载电阻，可以推导出LLC谐振转换器的特性。 利用图 6所示的交流等效电路，可得电压增益M的计算公式: 

图7给出了 Q 值不同且 m=3、fo=100kHz 且fp=57kHz 

时，式 6 表达出的增益。 由图 7可见，当开关频率处于谐振频率fo附近时，LLC 谐振转换器显示的电压增益特性几乎独立于负载。 这是LLC型的谐振转换器超出传统串联谐振转换器非常突出的优势。 因此，想当然地使得转换器运行在谐振频率附近，降低开关频率波动。

LLC 谐振转换器的工作范围受制于峰值增益(可达最大增益)，该增益标示有‘*’(如图 7所示)。 需要说明的是，峰值电压增益不会出现在fo 或 fp.附近。 获得峰值电压增益的频率位于fp和fo之间，如图 7所示。 随着负载变轻，Q值下降，峰值增益频率移向fp，峰值增益随之下降。 因此对于谐振网络设计而言，满载条件为最坏情况。 

   

集成变压器的考虑事项 

 

对于实际设计，通常需要采用集成变压器的概念设计实现磁器件(串联电感与并联电感)，其中将漏感用作串联电感，励磁电感用作并联电感。 当采用这种方法构造磁元件时，需要将图 6中的等效电路改进成图8，这是因为不仅在初级，而且在次级都存在有漏感。不考虑变压器次级的漏感时往往会导致设计出错。 

 

在处理实际变压器时，提倡采用具有Lp 和 Lr的等效电路，因为通过分别开路和短路次级绕组，在初级可以很容易地测得这些电感取值。 在实际变压器中，Lp和Lr可分别在次级端绕组开路和短路的条件下在初级侧测得。

在图 9中，引入了一个虚拟增益 MV，这个增益是由次级端漏电感导致的。 采用图9改进后的图 9等效电路，调整式6的增益表达式，可以得到集成变压器的增益表达式: 

   

工作模式与可达最大增益考虑事项 

 

LLC 谐振转换器的工作频率可以低于或高于谐振频率(fo)，如图 10所示。图 11给出了每种工作模式下变压器初级与次级的电流波形。 在低于谐振频率下(情况I )工作，容许次级整流器二极管实现软换流，尽管此时环流相比较大。 随着工作频率降低，偏离 ID谐振频率，环流大大增加。 尽管在高于谐振频率下(情况II )工作，容许环流降低，但是整流器二极管不能实现软换流。 对于高输出电压应用中，例如等离子显示屏(PDP)，提倡采用低于谐振频率下工作，因为这类应用场合中整流器二极管的反向恢复损耗相当

大。 低于谐振频率下工作，对于负载波动而言，还具有较窄的频率范围，因为甚至在空载条件下运行，其工作频率受限制低于谐振频率。

另一方面，在上谐振工作时，相比在下谐振工作时，通态损耗较小。 对于低输出电压的应用场合，例如液晶显示器(LCD)TV或膝上适配器，表现出良好的效率。 因为这类应用场合中，次级整流器二极管适合采用肖特基二极管，此时反向恢复问题已无关重要。 然而，在上谐振频率工作时，在轻载下工作会使开关频率大量增加。 上谐振工作时，需要采用频率跳跃功能，防止开关频率剧烈上升 

最大增益与峰值增益需求 

高于峰值增益频率下，谐振网络的输入阻抗呈感性，谐振网络的输入电流 (Ip)滞后于施加在谐振网络的电压(Vd). 这样 MOSFET 可以实现零电压开通 (ZVS)，如图 12所示。 低于峰值增益频率下，谐振网络的输入阻抗呈容性，Ip超前Vd. 当工作在容性区间，在开关切换过程中，MOSFET的体二极管反向恢复，引起严重的噪声。 进入容性区间的另外一个问题是，由于增益斜率出现反向，输出电压失控。 最小开关频率应该适当地高于峰值增益频率 

 

LLC谐振转换器的合适输入电压范围决定于峰值电压增益。 因此，谐振网络的设计应确保增益曲线具有足够的峰值增益，并能够覆盖整个输入电压范围。 但是，低于峰值增益点，ZVS 条