确定GaN产品可靠性的综合方法

换器具有电感开关变换，在这个期间，器件同时受到高电流和高压的影响。由于FET通道需要漏电压，Vds，下降前灌入整个电感器电流，并且对那个节点上的其它器件进行反向恢复放电，接通变换是一个应力最高的过程。它还需要在Vds下降时承载器件放电输出和开关节点电容内的额外电流。由于FET通道在Vds较低，并且电感器电流为各自的电容器充电时关闭，所以关闭的应力相对较低。

　　器件应力由使用图2中所示拓扑的升压转换器显示。图3中显示的是初级侧开关 （FET1） 上硬开关接通变换的仿真结果。输入电压为200V，而电感器电流为5A（负载电流大约为2.5A）。在这个情况下，当FET1关闭时，由于钳制FET （FET2） 导电，它的漏电压大约钳制在400V。因此，当FET1接通时，它需要在Vds开始下降之前灌入整个电感器电流（区域A）。

　　图2：一个简单的升压转换器拓扑。

　　图3：针对一个硬开关变换的接通转换。

　　随着漏电压下降（区域B），FET需要将开关节点上的电容器放电。这些电容器中的电荷来自钳制FET、电路板引线和其它连接的组件。由于使用了GaN FET，没有来自这个钳位的反向恢复电流。V-I关系曲线（图4）显示出，在高Vds时，会汲取大量电流。在这个情况下，大约比电感器电流高6A。由于FET的漏电容通过通道放电，实际的FET通道电流更高。例如，值为50pF，转换率为60V/ns的漏电容会增加额外的3A电流。

　　图4：一个电感开关变换的V-I关系曲线显示出漏极偏置电压较高时会出现数量可观的电流。FET漏电容的放电增加了额外的通道电流，例如，60V/ns的50pF电容值会增加3A电流。

　　硬开关期间，高Vds时充足的FET通道电流会导致热载流子生成，正因如此，器件需要稳健耐用。此外，大器件阵列会遇到不一致的开关，这有可能会使器件电流涌入最先接通的那一部分器件阵列，并且超过本地额定值。高dv/dt开关还会错误地将电容电流引入器件的某一区域，比如说端子。需要完成可靠性测试，特别是在需要确保器件在硬开关应用中的稳健耐用性时更是如此，并且可靠开关安全工作区 （SOA） 限定了器件的用户使用条件。

　　为了验证硬开关稳健耐用性，TI已经开发出一个基于简单升压转换器的电感开关单元（图5）。根据JEDEC建议 ［7］ 进行选型，即"取决于故障模式和所关心的机制，由于实际产品复杂度有可能会掩盖固有的故障机制，所以试验模型也许更受欢迎。"

　　图5：针对电感开关应用测试的试验模型。

　　当GaN FET关闭时，电感器电流通过一个二极管再次流至输入端，这就免除了对负载电阻器的需要，并且能够达到节能的目的。这个单元与处于连续电流模式下的电感器一同运行。由于目标是开关变换，通过使用短占空比，可以达到节能的目的。这个元件能够改变施加的电压、电流、频率，以及器件所处环境的温度。额外的漏电流（图4）由二极管电容提供。

　　可以按照需要增加额外电容。这个元件还具有一个硬件，可以在开关变换的1微秒后测量器件的动态导通电阻 （dRds-on）。由于dRds-on会随着应力而增加，从而导致导电损耗增加、效率降低，因此这个实时监视功能是很有必要的。在一个产品中，不断增加dRds-on将导致过多的器件自发热和过热故障。由于Rds-on性能下降会恢复，不太可能通过将应力停止，在"上拉或下拉点"上获得这些数据。监视这个关键GaN故障参数使我们能够避免发布的产品出现这个问题。

　　除了电感开关测试，GaN多芯片模块需要在系统中进行评估，并且在实际的产品使用条件下运行。这样可以验证与其它系统组件的交互作用，并且暴露出未知的故障机制。即使单个组件是可靠的，它们之间的交互作用也可能会在意料之外。例如，在一个共源共栅GaN器件中，通过GaN器件漏源电容的电荷耦合会使得硅共源共栅器件在关闭变换期间出现雪崩击穿 ［11］。

　　有必要专门来说一说雪崩击穿的耐受性。目前，GaN HEMT并未显现出雪崩能力。由于GaN本身是支持雪崩的，所以这也许会随着技术成熟而得以改进 ［12］。与此同时，我们正在设计具有足够裕量的TI产品，来解决遇到的过压情况。例如，在PFC应用的情况下，如果电力线被闪电击中时， FET上的电压有可能瞬时上升到高达700V。对于这个应用，将制造能够至少耐受750V尖峰电压的GaN器件。

　　结论

德州仪器 （TI）在硅产品质量鉴定方面拥有长期的专业知识积累，我们将这些专业知识应用于GaN的质量鉴定方面。这就需要重新学习基本原理，以理解硅质量鉴定过程的起源，以及根据GaN特定故障、激励能量和加速因子来创建测试。它还涉及针对相关应用中GaN的质量鉴定，其方法是在