适合于宽负载条件运行的有限双极性软开关DC／DC变换器

慢，超前桥臂的开关管必须延时很长时间才能实现ZVS导通。传统的移相控制很难调整这个死区时间。

本文研究了一种名为有限双极性控制的控制方法，配合上面介绍的原边串联饱和电感和隔直电容的ZVZCS PWM全桥拓扑，可以在很宽的负载范围内实现超前臂的ZVS和滞后臂的ZCS。

1 ZVZCS PWM全桥电路有限双极性控制原理分析

l.1 电路拓扑

有限双极性控制ZVZCS PWM全桥电路拓扑如图1所示。S1～S4共4个功率管(内带续流二极管)组成一个全桥电路。其中，S1、S2组成超前桥臂，两端分别并联吸收电容C1、C2、S3、S4组成滞后桥臂；Cb为隔直电容，Ls为饱和电感。

l.2 工作原理

改进传统的移相PWM电路，采用有限双极性的控制方法，超前臂与滞后臂同时开通，并且在超前臂与滞后臂之间串联一个隔直电容Cb以及饱和电感Ls。饱和电感相当于一个开关，有电流的时候电感饱和，相当于短路；没有电流或电流很小时，有较大电感。利用隔直电容在环流期间加速环流衰减，使得滞后臂实现零电流关断，并且利用饱和电感Ls阻止LC振荡电流反向(反向电流不足以使饱和电感饱和，其电感值很大)；在滞后臂开通时．由于饱和电感处于不饱和状态，电流上升慢，实现零电流开通。图2所示即为全桥有限双极性控制时序及各主要变量响应图。其中，vgs1～vgs4为S1～S4管的驱动波形，Uab为ab两点间电压，ip为原边电流。

1．2．1 模态1——功率传输

在t0～t1时刻，S1和S4导通，此时电流ip一方面通过变压器原边将电能传输到负载，另一方面给阻断电容cb充电，Ls处于饱和状态，电容Cb电压线性增加。Ip=I0/n恒定不变。如图3所示。

1．2. 2 模态2——超前臂的零电压关断

超前臂S1于t1时刻关断，原边电流ip从S1中转移到C1、C2支路中，C1充电，C2放电。因为C1电压不能突变，开始时为零，实现S1的零电压关断；饱和电抗器流过电流，尚未退出饱和状态，阻抗为零。当Uc2降到零，二极管D2续流，t2时刻S2上的电压为零，为以后S2的零电压开通做好准备。如图4所示。

1.2.3 模态3——Cb阻断环流

t2时刻，ip通过S4和D2续流，阻断电容Cb的电压上升到最大Ucpb。饱和电感Ls尚未退出饱和状态。由于变压器原边的电压为零，原边电流小于副边电流，副边电感使整流二极管D5～D8均处于正向导通阶段，变压器原、副边短路。Ucb全部加在变压器漏感上。在阻断电容Cb的作用下，原边电流迅速下降。如图5所示。

1.2.4 模态4——滞后臂零电压零电流关断

t3时ip下降为零时，在Ucb作用下ip反向变化，由于Ls退出饱和状态，呈现大阻抗，所以阻断电容电压不变，S4仍然导通，但是没有电流流过。t4时滞后臂S4零电压零电流自然关断。此叫不对负载传输功率。如图6所示。

1.2.5 模态5——超前臂零电压零电流开通、滞后臂零电流开通

t5时S2、S3同时开通。在导通的瞬间，由于Ls不饱和，其阻抗很大，电流上升速度缓慢。S2、S3处于零电流导通状态。且开通时电容C2上的电压基本等于零，所以超前臂S2实现了ZVZCS。这段时间内，阻断电容的电压小变，原边电流基本等于零，电源电压加在饱和电感上，经一段时间促使其饱和，然后电流再线性增加。

t6时刻，原边电流上升到I0/n，副边整流二极管D6和D7导通，完成对管间的切换回到模态l的工作状态。如图7所示。

以上是半个周期的工作情况，另一半情况相似。从上面可以看到，滞后臂处于零电流开通和零电流关断；超前臂零电压开通，关断靠并联在管子上的电容实现近似零电压关断。

　

1.3 全范围实现ZVS和ZCS的约束条件

1.3.1 超前臂实现ZVS的条件

(1)超前臂的零电压关断

由于输出外并电容的存在，可以控制关断管的电压上升速度。电容的容值越大，电压的上升速度越慢，超前臂的零电压关断效果越好。

　

(2)超前臂实现零电压开通的条件

模态2中C2的放电时间为

为了保证超前臂的零电压开通，两个超前臂的死区时问td(即t5一t4)必须满足

　　td≥tr

当轻载时，C2放电需要的时间tr相应增大，但轻载时有限双极性控制的两个超前臂的死区时间也相应增大，从而克服了传统移相控制死区不好调整的问题，因此C1、C2可较大，以改善超前臂零电压关断效果。

1.3.2 滞后臂实现ZCS的条件

由于饱和电感的存在，滞后臂开通瞬间，电路中电流上升速度缓慢，可视为零电流开通。ZCS实现的程度主要取决于饱和电感的阻晰时间(即充磁时间)。阻断时间tm的计算如下。

式中：N为匝数：

Br为磁芯的饱和磁密：

Bs为磁芯的剩余磁密。

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