整合型MIMO收发器 提升微型/微微型基站系统性能

使用频率44.8MHz的外接振荡器。SYNC_IN脉冲的时序相对来说就不算太严格。

图4　MIMO组件基带多芯片同步SYNC_IN脉冲时序

BBPLL的同步，可以通过在示波器上观察每颗芯片的BBPLL频率输出来检查。它们在同步程序完成后就会重叠。借着配置单芯片2×2 MIMO组件的某一支可程序输出接脚作为BBCLK，便可以很容易地以基带控制器，或是在示波器上显示，将BBPLL同步测量出来(图5、图6)。

图5　在同步之前单芯片2×2的MIMO组件IC1与IC2的频率信号图(初始阶段为随机)。

图6　在同步之后，单芯片2×2的MIMO组件IC1与IC2的频率信号(相位对齐)

业者推出的两款产品VCO，结构差别在于已开启信道信号的产生方式。一个在VCO产生信道频率的两倍频如在2.5GHz操作下，其VCO频率为5GHz。另一组件则是VCO产生信道频率的四或三倍频如在3.6GHz操作下，其VCO频率为4.8GHz。内部合成器提供约-40dB(1%)EVM的卓越性能，但这两颗芯片也已经可以使用外接LO来源，因为，如此一来，便可以得到更高的性能。如果使用一个适当的低噪声外接LO信号，EVM性能可提高到优于-45dB(0.56%)。

在多芯片系统，需要多重天线波束成型如4TX×4RX，这时共同外接LO就可以保证组件间的相位一致性。如前所述，应用于前述两种组件上的LO信号不是直接用作信道频率。这里用到的LO在芯片上被分给自行运作的分频器，用来产生已开启通道的LO。因此，简单地采用外接LO就不用同步，但两个组件之间的调相，仍可以通过交叉耦合(Cross-coupling)现有的功率检测器，很容易地测定出来，然后一起比较两个接收信道的数据样本。在VCO频率是倍频的组件中，所以产生的TX信号，其相位不是同相就是超出180度。而另一组件采用了四或三倍频的VCO/信道频率关系，由此产生的TX信号相位将会是四种可能值之一，不是0度，就是90、180或270度。在4TX乘4RX系统下，要测定TX信号相位的电路连接图介绍见图7。

图7　MIMO组件用于4Tx乘4Rx连接的射频相位测量图

若使用VCO频率是倍频的组件，其结果如图8。该图是画出由接收通道1取样到的I值到由接收通道2取样到的I值，接收通道1是连接到同一个芯片的某一个发射器输出端，而接收通道2则是连接到系统中另一个芯片的某一个发射器输出端。在第一张图中，很容易测定该LO分频器是与TX信号同相，只在时间轴上有略微的偏移。在第二个图中，也很容易测定两组件之间的TX信号大约超出相位180度。在这些组件中，LO分频器是自行运作的，因此相位不能预先测定，然而一旦进行测量，且产生信号的相位是已知的，正确的偏移补偿可用于实现波束成型算法。同理，采用了四或三倍频的VCO/信道频率组件中，其四个可能的相位如图9所示。

图8　MIMO组件射频相位测量I的数据，左图为0度、右图为180度，外接LO驱动。与理想相位之间的偏移是由于轻微的电线长度不匹配。

图9　另一组MIMO组件射频相位测量数据，其射频相位为0、+90、-90和180度都有可能，因为是用合成器输出分频器，并外接LO驱动。为每个新的工作频率下的调相都会测量到，并保持下去。

由于组件使用直接转换，这个通过功率检测器和通过接收器测量的信号，须要从信道的中心被偏移。这些组件包括了能够生成偏移连续(Continuous Wave, CW)音，在这里是指TestTone的功能，方便进行相位测量。当基带频率同步时，TestTone将在两个组件上产生同样的相位。很容易依照所产生数据样本的结果来做直接比较和相位测量。

使用交叉耦合发射器，以同样的方式，系统可以利用这一技术来测定芯片之间的调相，以建立任何N×N规模的MIMO数组。对于成本非常敏感的应用，交叉耦合技术在利用芯片内建合成器的情况下，还是可以应用在组件上。虽然内部LO的相位不像外接LO的情况下可以预测，但仍然可以用同样的方式测量，在给定频率的命令之下，组件之间的相位关系仍将保持不变。这对要求成本效益更高的解决方案还是有帮助的，而相较于最佳EVM的解决方案，只有些微不利的影响。

宽带无线接入基站使用了MIMO和射频波束引导技术，以实现最大的覆盖范围和细胞负载量。成功实作的关键是测量RF信号相位的能力与基带取样频率的同步。

整合型收发器的性能已经取得重大进展，使其可以用在新的设计中。使用上述的技术，通过整合型组件可节省的可观电力、重量、组件数量以及最重要的成本，这些应用产品便可以达到优越的性能。

作者：Rick Myers，ADI半导体公司