将直接转换推向奈奎斯特带宽所面临的挑战

引言
直接转换接收器又称零中频 (zero-IF) 接收器，在多种通信和仪表应用中得到了普遍采用。人们似乎越来越希望在直接下变频转换中将滤波器带宽推进到奈奎斯特边界。要求利用模数转换器 (ADC)"全部奈奎斯特带宽"背后的动因是，降低功耗、在日益密集的封装中减轻热量问题、降低成本、延长备用时间或电池寿命等需求在本文中，我们将探讨这种类型的设计要面临的一些挑战和所担心的问题，同时在信号带宽接近 100MHz 时，对直接转换与中频采样 (IF-sampling) 进行比较。

直接转换接收器常常使用两个匹配的有源滤波器，一般限制到约 20MHz，代表可用带宽 (BW) 在 40MHz 量级，但使用相对于信号带宽而言较高的采样率。如果接收器的选择性由低通 (LP) 滤波器决定，那么要将滤波器的带宽增大到奈奎斯特边界，就需要一个过渡带非常小的陡峭滤波器。这正是软件定义的无线电应用情况，在这类应用中，希望中心频率和带宽完全由软件定义。

一个实际的软件定义的接收器 (无论是单通道还是一组相关通道) 大部分都是用本机振荡器 (LO) 调谐的，而且在镜频抑制处理之后，往往产生几 MHz 的可用带宽，这样的接收器可以使用两个匹配的 10MHz 有源 (低通) 滤波器，采样率在 100Msps 量级。在有些情况下，这实际上也许是惟一需要的滤波。这些低通滤波器一般是低阶的，因此要让这些滤波器像真正的抗混叠滤波器一样工作，就需要很高的过采样率。假如存在很强的带外干扰源，则必须施加更大的抑制作用，这取决于干扰源相对于带内载波的功率级别。如果利用一个滤波器在混频器之前对带外功率进行了抑制，则可降低对抗混叠滤波的要求。以上均忽略了可能必需的带宽限制 (旨在避免具带外干扰源的低噪声放大器 [LNA] 或混频器发生过载)，以及或许为某个有源滤波器所需要的任何额外的 LO/RF 抑制。

例如，凌力尔特公司的 LT6604-10 四阶双通道滤波器 / 驱动器在 90MHz 至 100MHz 时约有 70dB 的衰减，这样的衰减是否足够，取决于在与中心频率相距 90MHz 的频率上所接收的功率值，而对很多应用来说，这样的衰减也许足够了。在 RF 域使用表面声波 (SAW) 滤波器可以减少对混叠频带的抑制需求。解调器中集成的低通滤波器可以减少带外滤波需求，但是常常是在 250MHz 至 400MHz 范围，而且仅在抑制 LO 或 RF 馈通上有效。有源低通滤波器之后应该有一些对 50MHz 以外范围的额外抑制，以抑制驱动器部分的噪声，这部分噪声在过渡带之外可能持续存在。

在直接转换中，由于镜频抑制限制，增益和相位失配限制了可实现的无寄生动态范围 (SFDR)。这个问题常常被低估为，只是校正增益和相位这两个变量的问题。就高镜频抑制度而言，通带纹波中复杂的失配和感兴趣的频带内的延迟必须得到校正。差分滤波器由于对应组件之间容限的差别，在通带相位和幅度响应上也许显示出高度局部化的特点，因此需要更加复杂的校正。当接近高阶低通滤波器的通带边缘时，简单的时间域校正也许变得不可管理。

对于在频域中进行解码、并可在频域中实施镜像抑制处理的正交频分复用 (OFDM) 而言，镜像抑制可以逐部地 (bin by bin) 优化。这做出的假设是：镜频中的信号是相干的。

若要利用整个奈奎斯特频带，就没有余地选择仅使用模拟滤波器通带的一部分。如果仅对直接下变频转换可能的带宽的一半感兴趣，例如仅正频率 (+1)，那么除了第一奈奎斯特区 (-1) 的镜频抑制，第二奈奎斯特区 (+2) 的镜频抑制也是可能的，两个区都是负频率。这种情况需要在混频器之前有一个滤波器，以抑制那些会落在第二奈奎斯特区 (-2，正频率) 的频率，以及 LO 之上的第三奈奎斯特区。这会需要在混频器之前有 SAW 滤波器，其带宽的标称值是采样频率的 1.5 倍，中心频率位于距本机振荡器频率 1/4 fs 处。

当接近高阶滤波器的转角频率时，频率响应将偏离预期，而且滤波器之间的失配将变得复杂起来。请注意，在使用带通滤波器的情况下，这个区域有可能涵盖了通带的全部。

图 1：用于直接下变频转换并具被认为可用的 40MHz 至 60MHz带宽的假设滤波器的响应(专为 100Msps 采样速率而设计的抑制，且 LO 位于 1GHz 至 1.5GHz 区域)

图 1 显示了一个滤波器的例子，在不考虑其他差错来源的情况下，该滤波器在 10MHz (20MHz 带宽) 时会将镜频抑制限制在大约 60dB，但在 30MHz 之前，会切实地将镜频抑制再降低 30dB。这类滤波器和 ADC 利用数字信号处理校正混频器的增益和相位误差，也许能使结果改善约 30dB。有些信号 (例如 WCDMA)，对镜频抑制不佳的容忍度相当高，而另