将直接转换推向奈奎斯特带宽所面临的挑战

一些 (例如 GSM) OFDM 和高阶 QAM 则不是这样。

16 位 130Msps LTC2208 等具 100dB SFDR 的高速 ADC 的推出意味着在非常强的干扰信号存在的情况下，也可能保持正常运行，但接近这一量级的镜频抑制会需要超常措施。在直接转换中希望得到大的带宽在一定程度是可以理解的，因为在给定采样率上，用正交信号进行镜频抑制处理提供的带宽可能是 IF 采样接收器带宽的两倍。在 IF采样 (欠采样) 情况下，大带宽和低通带纹波通常需要高的中心频率，这反过来又限制了很多 ADC 和放大器的动态范围，或者至少造成驱动放大器有较大的功耗。实际的 IF滤波器通带有理由限制到大约为中心频率的 20%。100MHz 可用带宽这一日益常见的目标意味着 500MHz IF 和超过 200Msps 的采样率，这导致了较大的功耗。不过 14 位 250Msps LTC2152-14 等模拟输入带宽在 1GHz 量级的高速 ADC 为这些高输入频率提供了良好的欠采样性能，而且仅消耗 300mW 功率。

人们期望直接下变频转换需要较低的功率，这是合理的，因为适用于基带频率的放大器会比高 IF 放大器需要更低的功率。而且高 IF 采样会需要重复放大，因为 IF 滤波器的插入损耗比低通滤波器高得多。要实现高选择性，常常需要级联滤波器。

在 IF 采样中，需要两级 SAW 滤波器，以实现大约 80dB 的阻带抑制，因此除了混频器之后 20dB 至 25dB 的典型端到端增益，这两级 SAW 滤波器会需要插入大约 20dB 至 40dB 的补偿增益。然而在直接转换中，在并非理想状态的模拟世界中保持镜像抑制所需的数字信号处理将必需进行大量的数字密集计算，以至于直接转换的低功率优势似乎存疑。不过，处理能力所需的成本变得越来越低了。

更高的要求

在高于 25MHz 和 70dB SFDR 或左右时，由于放大器的增益带宽积 (GBWP) 限制，有源滤波器变得不实际了。目前已有具 15MHz 至 20MHz 可用带宽的有源滤波器，例如凌力尔特公司的 LTC6605 系列，但是如果还要求增益，那么增益带宽积的要求就更高了。

所需的 SFDR 越大，GBWP 的要求就越苛刻，这一点常常被忽视。在有源滤波器中，带宽相对于增益带宽积越大，增益 / 相位匹配对放大器 GBWP 的变化就越敏感。在高于 25MHz 时，这会导致滤波器的选择范围缩小到 LC 滤波器。

高于 25MHz 碰巧是较高阶 LC 滤波器变得切实可行的频率范围，因为电感器减小到了合理的尺寸。不过，伴随这些电感器而来的是开路磁性元件可能产生的影响、相对于有源滤波器而言不够严格的组件容限、以及由于 PCB 上组件相邻而可能产生不可预测的耦合。由于抓放准确度不同，相互耦合的程度可能会变化。如果两个电感器相互靠近，那么它们就会耦合，而且耦合的程度取决于距离和方向。

现在常常见到这些低通滤波器采用纯差分形式，至少在原理图上是这样，因为混频器的输出是差分的，常常需要 DC 响应，而且 ADC必须有差分输入。在正交应用中，I 和 Q 端口靠在一起，而且在多通道 ADC 情况下，这些无源滤波器在 PCB 上会理所当然地并排放置，因为这可以降低通道至通道的隔离。在正交采样中，隔离也许是不太需要担心的问题，但是由于耦合而导致的频率响应改变却不是小问题。滤波器频率响应的改变在 I 和 Q 通道之间是不同的，因为耦合的功率在一个通道中起主导作用，而在另一个通道中的作用则减弱了。

如果某个承受着来自相邻通道的一些耦合的通道是 I 和 Q 的一个组成部分，则由于互感的原因而被改变的频率响应将改变镜像抑制，至少会使之向通带的上端移动，而受干扰通道的频率响应在此处所遭受的影响将是最严重的。

如果滤波器的一侧受到了来自相邻滤波器的耦合，那么上述的另一个问题是在差分滤波器的输出端产生的共模。这也许会影响信号平衡，致使共模分量也许仅比差模分量降低 20dB，在多通道 ADC 中，这可能足够损害通道至通道隔离和 SFDR 。多通道 ADC 尤其应该用良好的幅度和相位平衡来驱动，否则会有包括地反跳在内的风险，地反跳可能对时钟进行相位调制，或影响其他通道。

这也许是一个见仁见智的问题，不过在 100MHz 至 140MHz 区域中，视阻抗、类型和阶数的不同而不同，LC 滤波器采用差分形式似乎是切合实际的。高于这个频率范围时，单端滤波器往往更切实可行。人们不愿意将常常是 100Ω 或更大的混频器差分输出转换成常常是 50Ω 的单端输出，然后再转换回差分形式提供给 ADC，这是可以理解的。如果需要直到 DC 的响应，那么转换到单端信号当然是不可能的。如果希望滤波器抑制直到数百 MHz，那么这些频率分量应该用接地的并