共基差分低噪声放大器设计

    设连接VQ1、VQ2集电极的串联电阻为RC，连接VQ1、VQ2发射极的串联电阻为RE。RE用来设置合适的工作点，而RC则是把输出电流转换为电压。室温下，VQ1、VQ2的单管增益为：
   
    输入管VQ1、VQ3的基极电压与集电极电流的关系如图3所示，可以看出基极电压与电流的关系。假设VQ3、VQ4不工作，即VIN2的电压值小于0．9 V。若流过VQ1的电流Ic为340 μA，Rc为2 kΩ。则Av=24，即VQ1，VQ2的单管增益为27 dB。

    RFI1、RFI2输入信号的工作点电压为：
    

    VQ3、VQ4管的作用是通过分流减小VQ1、VQ2管的增益。升高IN2点的电压可使VQ3、VQ4管导通。改变VIN1，VIN2的电压值，使流过 VQ1的电流减小，流过VQ3的电流增大，VQ1管增益减小。为满足增益变化，且输出不大于100 mV的限制，要求控制电压VIN1的变化范围为1．7l～1．69 V，VIN2的范围为0．9～1．71 V。
2．2．2 增益控制级的设计
    模块CON2是一个比较器电路，通过改变输入VAGC_N和VAGC_P的电压值，对VIN1和VIN2进行控制。根据VGLNA的目标要求，VIN1的变化范围为1．7l～1．69 V，VIN2的范围为0．9～1．71 V，模块CON2的输出要达到这个要求。
2．2．3 增益控制级CON1的设计
    模块CON1的作用是对VIN1和VIN2的值进行反馈控制。CON1的电路如图4所示，IN1，IN2作为模块CON1比较器的一个输入电压VN，与另一端的基准电压VR进行比较。假设VIN2=0．9 V，即VQ2管不工作，同时模块CON2的VQ12管也不工作。由于节点IN1的电平VIN1较低，导致VN>V R，I1<I2，且I1=I3，则I2>I3，要从CON2的比较器的节点OUT中抽取一部分电流Io，等效于CON2的比较器多了一个电流源。这样流过VQ11一路的电流增大，VIN1也增大。VIN1反馈到CON1的VQ1管，使VN逐渐接近基准电压VR。当VN=VR时，I1=I2，则 I3=0，这时CON1对CON2没有控制作用，流过VQ1、VQ2的总电流达到了一个恒定的值。

3 电路仿真结果与分析
   根据前文分析，这里只考虑热噪声。VGLNA的小信号模型如图5所示。

    LNA包括两级放大器，第2级的射随放大器输出电阻Ro为
   
    将式(9)、(10)和(11)带入式(12)，可得到输出热噪声谱密度为：
   
    则总输出电压噪声的均方根值约为。以上的结论都是在假设噪声是不相关的条件下得出的。噪声波形曲线如图6所示，实际仿真结果与计算所得的结果相符。

    噪声系数为输入信噪比除以输出信噪比，公式为NF=(SI／NI)／(So／No)。输入信噪比约为2μV／139 pV=1．44x104，输出信噪比为44μV ／2．7 nV=1．6x104。所以噪声系数NF=1．44／1．6=0．9<1 dB。

    输入等价噪声模型如图7所示，电路的等价输入噪声为输出噪声除以增益，所以：
   
    仿真结果如图8所示，输入等价噪声约为，与理论计算基本相符。

    输入信噪比约为2 μV／139 pV=1．44x104，输出信噪比为44μV／2．7 nV=1．6x104，噪声系数NF=1．44／1．6=0．9<1 dB。

4 结论
    本设计基于JAZZ 0．35 μm BICMOS工艺设计了一种低噪声放大器。通过理论分析和仿真结果表明，设计采用的共基极输入和射极跟随器的结构可以有效地抑制噪声。该低噪声放大器能提供25 dB的增益，噪声系数小于1 dB，灵敏度达到2 μV，达到无线调频接收机中低噪声放大器的电路设计要求。