一种0.18um 2.4GCMOS低噪声放大器的设计

1 引言

随着无线通信技术的小断发展，系统要求更高的集成度，更强的功能以及更低的功耗。同时，CMOS技术已经发展到深亚微米水平，使得CMOS器件的高频特性得到进一步改善，已经能与锗硅和砷化钾器件相媲美。另外，CMOS器件在功耗上占有优势，因此深亚微米的CMOS技术在无线通信体系中很有应用潜力。在射频接收机中，低噪声放大器(LNA)占有重要位置，他在放大输入的微弱信号的同时抑制伴随的噪声。因此，低噪声系数与高增益是LNA的两个重要指标，当然这两个指标还要与功耗、线性度、输入输出匹配及小工作电流时的无条件稳定性相互折衷。

常见的CMOS低噪声放大器有差分输入(superhete-rodyne)、共栅(common-gate)、共源共栅(cascode)三种结构。差分LNA具有低噪声系数(NF)和有效抑制共模干扰的特点，但对于相同的噪声系数，差分放大器的功耗是单端放大器的两倍，而且所占芯片面积较大；共栅放大器输入阻抗匹配容易实现，具有较好的反相隔离度和稳定性，但噪声系数较大；共源共栅放大器能够提供一个较高的增益和反相隔离度，但其增益和噪声系数受到共源级的漏级衬底寄生效应的严重影响。

本文针对无线通信中蓝牙技术的重要频段，采用深亚微米技术TSMC 0.18μm CMOS工艺，设计了一种2.4 G的低噪声放大器，并给出了ADS软件的仿真结果和讨论。

2 电路设计

对于CMOS LNA来说，通常要求S21在10～20 dB间。如果增益太小，LNA不能将微弱的输入信号(-140～-40 dB，或0.03μV～3 mV)放大到预定的值；如果增益太大，LNA又会影响下一级混频器的线性度。一般情况下，S11／S22应小于-10 dB，S12应足够小(《-20 dB)。此外，在输入输出端应进行阻抗匹配以提高功率增益。

本文采用的LNA电路结构如图1所示。LNA的偏置电路由Rref，M3及Rbias组成。晶体管M3与M1形成一个电流镜，并且他的宽度是M1宽度的几分之一，以使偏置电路的附加功耗减到最少。通过M3的电流由电源电压和Rref以及M3的Vgs决定。电阻Rbias的值(20 kΩ)足够大以使他的等效噪声电流小到足以被忽略。

对于输入端，Cd是一个隔直流的电容，Ls为源级负反馈电感。C1，Lg和C2组成一个π型网络。由于高的品质因数会导致芯片面积增加，而太低的品质因数会使电感损耗增加并使噪声系数NF变坏，采用π型网络匹配可以较好地解决以上矛盾。在π型网络中，首先选择一个具有高品质因数、便于集成的电感Lg，其次计算C1，C2使其满足输入匹配要求。

忽略反馈支路Lf，Cf与Rf以及偏置电路的影响，LNA的输入阻抗为：

其中，Cgs1为M1的栅-源复盖电容；Zeff为π型网络的等效阻抗；gm1为M1在饱和区的跨导；ω为中心频率。

当输入阻抗与电压源阻抗Rs匹配时，应有：

对于共栅级M2，其输入阻抗为：

通常情况下M1与M2之间并无匹配，但由于共源级的输出阻抗与共栅级的输入阻抗都是容性，因此在两级间增加一个电感La匹配以提高增益。

对于输出端，C0是一个隔直流的电容；Lt，Ct与Rt形成输出匹配网络，与下一级电路匹配。

图1中Lf，cf与Rf形成电压并联负反馈。为了补偿高频增益，必须使高频时的负反馈量减少，因此，并联反馈网络必须是感性而不能是容性的。电容Cf是隔直流电容，其容量足够大，在工作频带内可看过短路。由于共源共栅的输出阻抗很大，因此Rf的取值下限为900～1 100Ω，以便能在不增加噪声系数的前提下提高电路带宽。在反馈电阻Rf确定之后，应使Lf在欲提升的频率处的阻抗值ωLf接近Rf值，大致按ωLf=(0.2～5)Rf选取，使反馈阻抗随频率变化较大，反馈量变化大，频率特性变化明显。

对于LNA而言，噪声主要来源于闪烁噪声、热噪声和散粒噪声。其中，闪烁噪声又称为1／f噪声，主要来源于场效应管的氧化膜与硅接触面的工艺缺陷或其他原因，通常在射频下忽略不计。热噪声是由于电子热运动引起的，在射频情况下其量值将随频率的升高而明显增大。散粒噪声的大小正比于工作电流。因此，低噪声放大器主要考虑热噪声与散粒噪声的影响。

在有功耗约束情况下达到最小噪声系数时的信号源品质因数Qs为：

当QsP确定后，最优化器件宽度为：

对于宽度为Wopt，P的器件，可得功耗约束范围内的噪声系数：

把f0=2.4 GHz，Rs=50Ω，L=0.18 μm代入式(6)可得最小噪声系数时的沟道宽度大约为289 μm。由于最小噪声系数时的沟道宽度与最大增益时的沟道宽度并不一致，因此应选择合适的沟道宽度在最小噪声系数与最大增益之间折衷。