电子设计基础：电阻电桥基础

继续上述实例并假定希望得到0.05°C的温度分辨率，R1 = （4.5kΩ × 30µV/count）/（（（5V × 1200ppm/°C × 0.05°C/count） - 2.5） × 30µV/count） = 0.6kΩ。由于R1小于RB的一半，这一结果是有效的。在该例中，R1的增加使VB下降12%。在选择转换器时，可以将17.35位的分辨率要求向上舍入为18位。增加的分辨率用于补偿VB降低的影响绰绰有余。

　　温度上升时，电桥电阻的上升使电桥上的电压降也上升。这种VB随温度的变化形成了一个附加的TCS项。正好该值为正值，而传感器的固有TCS值是负数，这样，将一个电阻与传感器串联实际会减小未经补偿的TCS误差。上面的校准技术仍然有效。只是需要补偿的误差略小了一些。

　　电流驱动

　　有一类特殊的压阻式传感器被称为恒流传感器或电流驱动传感器。这些传感器经过特殊处理，当它们采用电流源驱动时，灵敏度在温度变化时保持恒定（TCS ≈ 0）。电流驱动传感器经常增加附加电阻，可以消除或者显著降低偏移误差和OTC误差。这实际上是一种模拟的传感器校准技术。这可以将设计者从繁杂的工作中解放出来，不必对每个传感器在不同温度和压力下进行测量。这种传感器在宽温范围内的绝对精度通常不如数字校准的传感器好。数字技术仍然能用于改善这些传感器的性能，通过测量电桥上的电压很容易获得温度信息，其灵敏度通常大于2000ppm/°C。图4所示是一种电流驱动的电桥电路。该电路使用同一个电压基准源来建立恒定电流和为ADC提供基准电压。

图4. 该电路使用了一个电流驱动传感器，采用传统的电流源电路驱动

　　省去电流源

　　理解了电流驱动式传感器如何对STC进行补偿，就可以采用图5电路在不带电流源的情况下达到与图4电路相同的效果。电流驱动传感器仍具有一个激励电压（VB），只是VB并不固定于电源电压。VB由电桥阻抗和流过电桥的电流来决定。如前所述，硅电阻具有正温度系数。这样，当电桥由电流源供电时，VB将随温度的升高而增加。如果电桥的TCR （阻抗温度系数）与TCS幅值相等而符号相反，那么，VB将随着温度以适当的比率增加，对灵敏度的降低进行补偿。在某个有限的温度范围内，TCS将接近零。

图5. 此电路采用电流驱动传感器，但无需电流源和电压参考

　　从7出发，将其中的VB用IB × RB来代换，即可得到图4电路中的ADC输出方程。可得到公式9，其中，RB是电桥的输入电阻，IB是流经电桥的电流。

　　D = （IB × RB/VREF） × ƒ（p，t） × FS × K（式9）

　　图5电路能够提供与图4电路相同的性能，而不需要电流源或电压参考。这可以通过比较两个电路的输出来说明。图5中的ADC输出可由式7出发得到，将其中的VB和VREF替代为相应的表达式即可。结果如式10：

　　重复式7： D = （VB/VREF） × f（p，t） × FS × K

　　对于图5电路： VB = VDD × RB/（R1 + RB）

　　和VREF = VDD × R1/（R1 + RB）

　　将它们代入等式7可得到式10：

　　D = （RB/R1） × ƒ（p，t） × FS × K（式10）

　　如果选择R1等于VREF/IB，那么式9和式10是完全相同的，这就表明，图5电路也会得出和图4电路相同的结果。为了得到相同的结果，R1必须等于VREF/IB，但这不是温度补偿所要求的。只要RB乘以一个温度无关的常数，就可以实现温度补偿。R1可选择最适合于系统要求的电阻值。

　　当使用图5电路时，要记住ADC的参考电压随温度变化。这使得ADC不适合用来监测其它系统电压。事实上，如果需要进行温度敏感测量来实现额外的补偿，可以使用一个额外的ADC通道来测量供电电压。还有，在使用图5电路时，必须注意要确保VREF位于ADC的规定范围之内。

　　结论

　　硅压阻式应变计比较高的输出幅度使其可以直接和低成本、高分辨率Σ-Δ ADC接口。这样避免了放大和电平移位电路带来的成本和误差。另外，这种应变计的热特性和ADC的比例特性可被用来显著降低高精度电路的复杂程度。