电子设计基础：电阻电桥基础

有足够的温度分辨率、保证在ADC的测量范围之内。

　　使最大Vt电压接近于最大压力信号有利于采用相同的ADC和内部增益来测量温度和压力。本例中的最大输入电压为+204mV。考虑到电阻的误差，最高温度信号电压可保守地选择为+180mV。将Rt上的电压限制到+180mV也有利于避免Rt的自加热问题。一旦最大电压选定，根据在85°C （Rt = 132.8Ω），VB = 5.25V的条件下产生该最大电压可以计算得到R1。R1的值可通过式3进行计算，式中的Vtmax是RT上所允许的最大压降。温度分辨率等于ADC的电压分辨率除以Vt的温度敏感度。式4给出了温度分辨率的计算方法。（注意：本例采用的是计算出的最小电压分辨率，是一种较为保守的设计。你也可以使用实际的ADC无噪声分辨。）

　　R1 = Rt × （VB/Vtmax - 1）（式3）

　　R1 = 132.8Ω × （5.25V/0.18V - 1） ≈ 3.7kΩ

　　TRES = VRES × （R1 + Rt）²/（VB × R1 × ΔRt/°C）（式4）

　　这里，TRES是ADC所能分辨的摄氏温度测量分辨率。

　　TRES = 30µV/count × （3700Ω + 132.8Ω）²/（4.75V Ω 3700Ω × 0.38Ω/°C） ≈ 0.07°C/count

　　0.07°C的温度分辨率足以满足大多数应用的要求。但是，如果需要更高的分辨率，有以下几个选择：使用一个更高分辨率的ADC；将RTD换成热敏电阻；或将RTD用于电桥，以便在ADC中能够使用更高的增益。

　　注意，要得到有用的温度结果，软件必须对供电电压的变化进行补偿。另外一种代替方法是将R1连接到VREF，而不是VB。这样可使Vt不依赖于VB，但也增加了参考电压的负载。

　　优化的电压驱动

　　硅应变计和ADC的一些特性允许图1电路进一步简化。从式1可以看出，电桥输出与供电电压（VB）直接成正比。具有这种特性的传感器称为比例传感器。式5为适用于所有具有温度相关误差的比例传感器的通用表达式。在式1中，将VB右边的所有部分用通用表达式f（p，t）代替便是式5。这里，p是被测物理量的强度，而t则为温度。

　　VOUT = VB × ƒ（p，t）（式5）

　　ADC也具有比例属性，它的输出与输入电压和参考电压的比直接成比例。式6描述了一般的ADC的数据读取值（D）与输入信号（Vs）、参考电压（VREF）、满量程读数（FS）、以及比例因子（K）之间的关系。该比例因子与具体的转换器架构以及内部放大倍数有关。

　　D = （Vs/VREF）FS × K（式6）

　　将式6中的Vs用式5中的VOUT表达式代换，ADC对于性能的影响就会显现出来。结果见式7：

　　D = （VB/VREF） × ƒ（p，t） × FS × K（式7）

　　由式7可见，对于测量结果而言，更为重要的是VB和VREF的比值，而非它们的绝对值。因此，图1电路中的电压基准源可以不用。ADC的参考电压可以取自一个简单的电阻分压器，只要保持恒定的VB/VREF之比即可。这一改进不仅省去了电压基准，也免去了对VB的测量，以及补偿VB变化所需的所有软件。这种技术适用于所有比例传感器。RT和R1串联构成的温度传感器也是比例型的，因此，温度检测也不需要电压基准。该电路如图2所示。

图2. 比例测量电路示例。压力传感器的输出、RTD电压、以及ADC参考电压均与供电电压直接成正比。该电路无需绝对电压基准，同时简化了确定实际压力时所必需的计算。

　　省去RTD

　　硅基电阻对温度十分敏感，根据这种特性，可用电桥电阻作为系统的温度传感器。这不仅降低了成本，而且会有更好的效果。因为它不再受RTD和压敏电桥之间温度梯度的影响。正像前面所提到的，温度测量的绝对精度并不重要，只要温度测量是可重复的和唯一的。这种唯一性要求限定了这种温度检测方法只能用于施压后桥路电阻保持恒定的电桥。幸运的是，大多数硅传感器采用全工作桥，能够满足该要求。

　　图3电路中，在电桥低压侧串联一个电阻（R1），从而得到一个温度相关电压。增加这个电阻会减小电桥电压，从而减小其输出。减小的幅度一般不是很大，况且只需略微增加增益或减小参考电压就足以对其加以补偿。式8可用于计算R1的保守值。对于大多数应用，当R1小于RB/2时，电路能很好地工作。

　　R1 = （RB × VRES）/（VDD × TCR × TRES - 2.5 × VRES）（式8）

　　这里，RB是传感器电桥的输入电阻，VRES是ADC的电压分辨率，VDD是供电电压，TCR为传感器电桥的电阻温度系数，而TRES是所期望的温度分辨率。

图3. 用电桥输出测量压力和用电桥电阻测量温度的比例电路实例

继续上述实例并假定希望得到0.05°C的温度分辨率，