智能同步整流控制IC-IR1166／7A-B

 开关电源技术中，使系统效率提升最明显的是同步整流技术，应对不同的电路拓朴有不同模式的同步整流控制方法，但至今为止，多数同步整流控制IC需要从初级侧取同步信号，这给同步整流设计工作带来一定的繁锁。IR公司购买专利技术新开发的IR1166／7A-B则是一款能从电源变压器二次侧检测信号作智能式同步整流的控制IC，它不仅不需要从初级侧传输信号，而且能适应多种电路拓朴，适应定频PWM及变频PWM，因此它的问世及应用是开关电源技术的又一大进步。

1 主要特点

IR1167系在开关电源二次侧专用于驱动同步整流MOSFET的控制IC，且能适应DCM、CCM以及多种电路拓朴。可以工作在定频及变频两种模式，也能用于不对称半桥电路的同步整流，其主要特色有：
◇适应反激变换器的DCM、CRM及CCM三种模式工作，还适用于LLC式半桥。
◇具有最高500kHz工作频率。
◇可提供总计7A(IR1166为4A)的输出驱动及关断峰值电流(2A源出5A漏入)的能力。
◇其栅驱动输出电压在10．7～14．5V。
◇可提供50ns关断比例延迟。
◇VCC电压从11．3～20V。
◇可直接检测MOSFET的源漏电压。
◇符合低于1W的Standby能量之星的要求。

2 引脚功能

IR1166／7A-B共有8(PIN)个端子，其主要引脚功能如下：

1PIN VCC IC供电端，内部有欠压锁定及过压关断保护。在VCC电压低于11．3V时关断，高于20V时关闭，为防止噪声干扰，必须在紧靠IC处加一个足够大的旁路电容。

2PIN OVT偏置电压调整，OVT端用于调节关断阈值VTH1的偏移量。此端可选择接到GND，或接到VCC，或令其浮动，共三种输入偏置调整。此特色可以应对不同水平的MOSFET的RDSON。

3PIN MOT最小导通时间，MOT调节端控制最小导通时间的总量，一旦VTH2穿过第一时间，即给出栅驱动信号，令整流MOSFET导通，因为虚假信号及振荡也会触发输入比较器，所以MOT用于消隐比较器保持MOSFET导通，且维持一个最小时间。MOT调节范围在200ns到3μs之间，与地之间接一支电阻即可实现调节。

4PIN EN使能端，此端可使IC进入休息模式，将电压拉到2．5V以下。在休息模式，IC消耗电流总量很小，当然开关功能也被禁止，无法做栅驱动。

5PIN VD漏极电压检测端，用于检测同步整流MOSFET的漏极电压，由于此端电压会比较高，必须小心处理，用合适的方法将其接到漏极，此外在此端不可作滤波或作限流，这会影响IC的性能。

6PIN VS源极电压检测端，用于检测同步整流MOSFET的源极电压，此端必须直接接于电源的GMD及IC的(7)PIN，要用Kelvin接法，尽可能靠近MOSFET的源极端子。

7PIN GND IC的公共端，内部元件及栅驱动的参考端。

8PIN VGATE栅驱动输出端，此端为IC驱动同步整流MOSFET的驱动输出端，源出能力为2A，漏入能力为5A峰值电流。虽然此端可直接接于功率MOSFET栅极，但建议加一支小电阻串入在栅回路中，特别在驱动几个同步整流MOSFET并联时，小心地保持栅驱动环路有最小的路径，从而实现最佳开关性能。

3 内部功能

IR1167的内部等效电路如图1。其基本应用电路如图2所示。


3．1 UVLO／Sleep模式

IC保持在UVLO条件之下，直到VCC端电压超过VCC开启阈值电压Vcc on。在IC处于UVLO状态时，栅驱动电路处于非激活状态。IC的静态工作电流Iccstart流过，UVLO模式在VCCUVLO时，即为此种状态，休息模式可以用将EN端电压拉低到2．5V以下。在此时，IC也只有极低的静态工作电流。

3．2 正常模式

一旦VCC超过UVLO电压，IC即进入正常工作模式，此时，栅驱动可以开始工作，Icc最大的工作电流从VCC电压源取得。

IR1167智能同步整流IC可以仿效整流二极管的工作，合适地驱动同步整流用的功率MOSFET。整流电流的方向检测由输入比较器采用MOSF-ET的RDSON作为并联电阻，且据此给出栅驱动输出，内部消隐逻辑用于防止抑制瞬态干扰，保证CCM或DCM或CRM的工作模式(见图3)。在反激式变换电路中，有上述三种电流状态。



3．3 导通阶段

当SR的MOSFET刚开始导通时，电流先经过其体二极管，产生一个负电压VDS，体二极管压降随电流而增大，IC检测此电压，在其超过VT-H2时驱动MOSFET导通，作同步整流，在这一点IR1167驱动MOSFET导通，使VDS降下来，加入一段最小导通时间MOT(minimum on time)，消隐干扰，保持MOSFET导通，因而MOT还限制了初级侧的最大占空比。

3．4 DCM及CRM的关断阶段

一旦SR的MOSFET导通，会一直保持到整流电流减下来使VDS达到阈值VTH1时进入关断，这和导通时工作模式相关。

在DCM中，电流跨过阈值有相对低的di／dt。一旦跨过阈值，电流会再次流入体二极管，又使VDS电压跳向负电平，它取决于电流总量。为防VDS又去触发MOSFET到导通，在VTH2之后加入一段消隐时间tblank，在到达VTH1后。消隐时间由IC内设置。当VDS电压变正进入VTH2时，消隐时间也由IC内设置，当VDS电压变正进入VTH3时，消隐时间终止。IC进入下一周期工作。DCM模式的工作波形见图4。


3．5 CCM关断阶段

在CCM模式时，关断过程要陡峭得多，di／dt免不了会更高。导通阶段对DCM及CRM是理想的，但此时不能重复。在同步整流MOSFET导通阶段，电流将线性地衰减，因此同步整流MOSFET的VDS将升上来。一旦初级开关开始返回导通状态。同步整流MOSFET的电流会迅速减小，其压降跨过VTH阈值而关断，具体见图5。

关断速度较临界，为防止初级的交叉导通，并减少开关损耗，此时要一段消隐时间加入，但此阶段要给出非常快的动作速度，随着VDS达到VTH3迅速复位。

图6给出二次侧的DCM、CRM和CCM的工作波形。图7给出最大允许的VCC电压和不同负载的最高开关频率关系。