极点跟随的LDO稳压器频率补偿方法的研究

电容的新型频率补偿方法。

3极点跟随频率补偿

LDO稳压器空载时，由式（3），P2为0 Hz（实际上，此时，λ和IDMpass为Mpass的沟道调制系数和漏极电流），P1只需大于0 Hz，P1与P2的间距（P1/P2）就足以保证频率稳定性。随着输出电流的增大，P2向高频移动，如果P1能够跟随P2的变化，则P1与P2的间距得到维持。极点跟随的频率补偿，即是当输出电流变化时，通过使P1跟随P2的变化，获得频率稳定性的方法。

一种使P1跟随P2变化的电路实现，可利用共集电极和共漏极电压缓冲器的输出电阻，分别与偏置电流和偏置电流的开方成反比的规律，根据输出电流来动态地调整电压缓冲器的偏置电流，使P1也受输出电流控制。

一个采用了极点跟随频率补偿的LDO稳压器，如图2所示。其中，完成频率补偿的动态偏置电压缓冲器，包括了由MOS晶体管MP3，MN4和运算放大器OPA组成的输出电流监测电路，由MN1～MN3和MP1～MP2组成的电流镜电路，以及由电流源IB2，IB3和双极晶体管Q3～Q6组成的电压缓冲器。

输出电流监测电路中的MP3与LDO稳压器的电压调整管Mpass的源、栅极驱动电压相等，且由于运放OPA输入端"虚短"特性，MP3的漏极（OPA正向输入端）电压等于Mpass的漏极（OPA负向输入端）电压，故有：

对照式（3）与式（13），可以看到，P1/P2独立于Io，故图2中的LDO稳压器获得了在整个负载变化范围内的频率稳定性。

4仿真结果与讨论

采用TSMC 0.18μm混合信号Spice模型，和高精度仿真工具HSpice，对图2中的LDO稳压器进行了设计与仿真验证。在Co=1μF，Io=100 mA的条件下，环路增益T的幅频与相频响应的仿真结果如图3所示，在单位环增益频率内，幅频特性与单极点系统相同，以-20 dB/dec的速度衰减，相位裕度大于80°。

图4为输出电流Io在20 ns内由0跳变为100 mA时，LDO稳压器输出电压Vo的瞬态响应。由图4可以看到，Vo从空载到满载的转换时间约为0.5μs.如此良好的瞬态响应是由于极点跟随频率补偿具有以下优点：极点P1对P2的跟随，减小了P1的附加相移，增加了相位裕度，则由式（1），有利于减小过冲导致的输出电压振铃现象；无需引入零点，因而避免了零、极点对造成的输出电压稳定时间的增加；对带宽没有限制，且无需米勒频率补偿电容，则由式（7），有利于减小环路延时。此外，电压缓冲器中的甲乙类推拉结构和动态电流，对提高响应速度也有很大帮助。

最后需要说明的是，对输出电压Vo进行的直流扫描结果表明，Vo在整个输出电流范围内的变化较大，约为4 %.经分析，主要由以下因素造成：图2中的宽带压差放大器的非对称结构引入了较大的输入失调电压；双极器件的基极电流，以及NPN型器件与PNP型器件参数（放大倍数等）的差异引入的误差。通过改用对称结构的低失调压差放大器，并将双极器件替换为MOS器件，可提高LDO稳压器的精度。但是由于低失调压差放大器引入的低频极点，以及MOS器件的低跨导造成的P1的频率降低，会减小相位裕度，所以应避免在压差放大器中采用电流镜（引入镜极点）或共源共栅（增加节点电阻）等结构，并适当提高电压缓冲器中器件的尺寸和偏置电流。

本文提出的极点跟随的频率补偿方法，提供了LDO稳压器良好的频率稳定性和瞬态响应，且无需芯片上频率补偿电路，因而不仅适用于高负载变化响应速度的单芯片LDO稳压器，在集成电源管理和片上系统（SOC）方面，也有较好的应用前景。