FIR结构IQ串行处理RRC滤波器

0 引言

由3GPP WCDMA协议25．213可知，下行调制分为QPSK与16QAM两种方法，但是经过扰码加扰与信道码处理后均达到3.84Mbps，即达到3.84M的码片速率。基带处理器中采用16倍码片速率，61．44MHz进行采样。在基带数据发送与接收时使用RC成形滤波器，考虑到减小码间串扰与接收滤波器匹配的关系，在发送与接收端均使用RRC(根升余弦)滤波器。整体流程太致如图1所示。

射频接收部分只是简单描述了一下，图中ABB为模拟基带，主要有ADC、∑△调制、降采样滤波器组成，当然还包括语音编解码等基本功能，DBB为数字基带部分。两者结合成为基带处理器。通常由ABB送入后端系统为IQ并行两路数据，当基带信号没有携带其他带通信号的干扰时，或者下变频时没有非常大的频偏，这样通常进行滤波时使用两套相同滤波系数的滤波器，这也意味着两套相同的乘法器与加法器，当滤波器阶数较高时，会造成资源的大量消耗，增加ASIC的面积，故本文利用了4倍速采样的样本，复用同一套乘加器，有效节省了资源。

1 RRC滤波器

RC滤波器可以减小码间串扰，同时也是信号成形滤波器。其能有效地减小信号带宽，抑制码间串扰，并且考虑到在接收端要使用匹配滤波，所以在信号发送与接收端均采用RRC滤波。其频域响应如下：

通过对如上频域响应使用Fourier逆变换，我们可以得到其时域冲击响应如下：

考虑IIR与FIR等基本滤波器结构，由于相位的线性特性对实时通信具有重要的意义，并且RRC滤波器处于整个数字基带处理器的前端，其滤波性能，由量化效应导致的稳定性问题等，对后续系统有一定影响，故我们采用FIR结构，滤波器采用65阶，因为阶数并未超过256，且处理信号为基带信号，故RRC是一个低通滤波器，因此采用偶对称系数结构FIR滤波器。通过Matlab仿真我们可以得到如下的RRC滤波器幅度谱：

图中采用了f-sample=15.36MHz的采样频率对h(t)进行了采样，由冲击响应不变法形成了数字频率域上FIR结构滤波器的冲击响应系数，即FIR滤波系数。在频域上每隔10kHz对幅度函数进行采样，横轴采用归一化频率表示，由于采样是时域采样，所以频域上产生了周期性延拓。但是由此图可以看出，幅度谱还是基本能够满足成型滤波需求，又由于采取了FIR结构，故其系统函数可表示为

其中H(f)为如上RRC滤波器的频率域上的形势，为FIR引入的相位延迟。并且由于是奇数阶FIR滤波器，系数呈现偶对称的关系，滤波器系数满足如下条件：

上文简要介绍了基于FIR结构RRC滤波器的基本原理与特性，下文重点描述在WCDMA基带芯片数字前端中如何串行模拟基带输送的并行IQ路数据。

2 IQ串行RRC滤波器

对于下行信号，按照25．213(release6)协议规定码片速率为3．84Mbps，考虑到采样定理与模拟基带普遍采用的调制方式，在模拟基带处使用16倍码片速率采样，即ABB采用61．44MHz频率主时钟采样信号，产生4bit的PDM码。其后DBB也采用16倍速对数据进行处理。当然RRC端输入数据已经经过降采样滤波器处理，采样数据降低为15．36MHz，即4倍速码片速率。但由于射频前段均采用IQ双通道结构，所以此时形成了I路与Q路两路并行数据流，因此需要两个RRC滤波器并行处理数据，因此使得系统资源大量浪费。所以本文进一步利用了4倍速码片速率并行IQ数据，添加了一个由计数器形成的控制部分，改变普通FIR滤波结构，复用了RRC的资源，同时完成了IQ两路数据流的处理。

2．1 IQ并串转换

首先将两路并行IQ数据降采样后进行并串转换，主时钟采用16倍速码片速率，为61．44MHz。转换控制由计数器完成，计数器为2bit，在高位为1时刻采样I路，在高位为0时刻采样Q路，整个转换过程如图3所示。

2．2 串行处理滤波器结构

其后采用FIR结构实现RRC滤波器，其中数据输入端使用IQ路串行输入，即上一节中的串行数据。由于奇数阶M=65FIR滤波器的时域特性，其冲击响应满足如下条件：

因此对于不同部分的存储单元可以使用相同的加法单元，在下面的复用乘加器中可以设计复用结构。这里描述FIR数据存储的结构，其中由计数器Phase_num控制数据在滤波器存储单元中的流动。高位为1时存储I路数据，高位为0时存储Q路数据。数据存储单元无法复用，因为这是滤波必需的。但是乘加器则可以通过如下小节中描述的方式复用。

2．3 复用乘加器结构

同样，依靠计数器控制，我们可以复用同一套乘加资源，但是存储单元依然和使用两套FIR结构相同，这也体现了ASIC设计的本质。从图5中我们就可以发现乘加器的输入也由同一个计数器控制，计数器高位为1时，计算I路数据滤波结果，计数器高位为0时，计算Q路滤波结果，随后经过两级触发器