基于DGS结构的超宽带高通滤波器设计

其S13与S14参数仿真结果如图9，图10所示。

　　由仿真结果可以看出，加载DGS结构后，3，4端口的输出在2～15 GHz范围内都大于-20 dB，在不改变间隔距离D的情况下，S13平均提高约20 dB。同时注意到S14与S13参数曲线在整个DC～15 GHz频段内几乎一样，即由1，2端口间耦合过来的能量在3，4端口平均分配，即4端口不再是隔离端口，没有方向性了。

　　此时，微带传播不是TEM波，在加载DGS结构处甚至不是准TEM波。按照左手理论，在DGS结构处的等效介电常数为负值。因此，由于加载DGS结构导致整个介质基板的有效介电常数的分布极不均匀，很难再套用由均匀介质情况推出的奇偶模分析法的结论和公式。可以近似地把DGS结构看作是在接地板上腐蚀出的"槽线"，"槽"与一条微带线正交耦合，能量通过"槽线"后再耦合到另一条微带线上，在耦合处向微带两侧平均传播能量，即此时还存在两条微带线间通过空间的电磁耦合，但是很微弱，"槽"耦合占主导地位。

　　3 基于DGS的高通滤波器设计

　　从微带线的不均匀性角度出发，两条耦合微带的1，3端口本身就具有高通特性，如图6所示的S13，但是由于耦合过于微弱，从而无法形成高通滤波器的通带。

　　基于前面对于加载DGS结构对耦合线的影响，联想到可以通过加强两微带间的耦合从而使S13形成高通响应，如图11所示。

　　建立HFSS模型如图12所示。S21参数仿真结果如图13所示，其等效电路如图14所示。

　　由图13(a)可以看出长度L影响该高通结构的截止频率f0，L与f0成反比，L越长，f0越低，且L近似等于1／4截止波长。由图13(b)可以看出d主要影响高通结构的纹波和矩形系数。d越大，阻带响应越陡，通带内纹波越大。同时，对截止频率有微调作用，但影响不如对纹波和距形系数的影响显著。由图13(c)可以看出W0主要影响该高通结构的插入损耗，W0越大，即"槽"越宽，插入损耗越大。

　　4 测量

　　使用RT／duroid 5880(基底介电常数εr=2．2，介质厚度h=O．508 mm，铜箔厚度T=O．018 mm)材料制作如图15所示，截止频率为7．5 GHz的O～15 GHz超宽带高通滤波器，其中L=7．8 mm，2d=2 mm，W0=O．5 mm。使用Agilent N5244A矢量网络分析仪测量结果如图16所示。仿真结果与试验结果基本一致，验证了基于DGS结构的高通滤波器设计的可行性。

　　5 结语

　　传统超宽带高通滤波器结构较为复杂，对工艺要求较高，且较难实现小型化，利用DGS结构对耦合微带线的影响，提出结构简单，易实现小型化的超宽带高通滤波器，测量结果表明，该结构在O～15 GHz内具有较好的高通滤波特性，在微波混合集成电路，低温共烧陶瓷(LTCC)电路，多芯片组件(MCM)等领域具有广泛应用前景。