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关波形
如果变压器的次级多路输出没必要是公共地的话,滤波电感可以连接在地端,如图7所示。使用这种结构,N-FET的源级也就是输出电压VO。这样使得驱动FET的电路变得简单、可靠,VC和VCC电压能从同一点取。但是通过电感的正向电压转换被输出电压箝位,所以,必需从另外的次级输出获得SYNC同步脉冲信号。
图7 滤波电感在地端时的主开关波形 有两种方式可以产生负电压输出。一种是简单地在输出端反接地,如图8所示。SSPR电路支持负电压输出。
图8 负电压输出时的SSPR应用
另一种方法如图9所示。SSPR的栅极驱动电路的参考为电源地,在这种结构中,需要增加反馈信号倒相。
图9 参考地的负电压输出SSPR应用 在推挽或桥式双端拓扑结构中,仅需要一个功率开关去控制输出电压。如图10所示。输出滤波电感可以连接在输出正端或输出地端。工作频率是初级控制器开关频率的两倍。
图10双端拓扑结构SSPR应用 对于大功率电源,有中心引出端的单封装整流器应用,SSPR功率开关的栅极驱动电路可以通过隔离变压器来实现。如图11所示。
图11隔离变压器驱动的SSPR应用 设计实例
下面给出一个双路输出的电流模式控制正激变换器的设计。主路5.0V输出采用PWM控制器(CS3842A),辅路3.3V输出采用CS5101控制。
设计参数
输入电压范围18~36Vdc,主路输出VO1/IO1:5.0Vdc/0.2~3.0ADC,辅路输出VO2/ IO2:3.3Vdc/0.3~2Adc,开关频率100kHz,主辅路线性调整率、负载调整率均<1.0%
功率变压器采用TDK磁芯PC40EER25.5-Z,3.3V输出和5V输出均采用相同的圈数,功率变压器的匝数比NPY:NSY5:NSY3:NAUX等于20:11:11:8。占空比范围:Dmax=0.586,Dmin = 0.293。5.0V输出电感L1=100μH,使用一个T72-26的铁硅铝磁环,34T,#24AWG。3.3V输出电感L2=50μh。使用一个T80-26的铁硅铝磁环,42T,#24AWG。两路输出各用一只铝电解电容,330μf/15V,ESR=0.12Ω。因为变换器采用电流模式控制,初级峰值电流的采样通过电流取样电阻R10获得。初级侧电流斜率的变化受到次级两路输出电感的影响。在最低输入电压时占空比超过50%,为了避免环路的不稳定,斜波补偿是必要的。
SSPR控制输出计算
从以上数据可知,低压输入时3.3V绕组电压为:VSY3=18×(11/20)=9.90V。
假设肖特基整流管的正向压降为0.75V,满载时FET的正向压降为0.1V,占空比修正为:
DO3LL=(3.3+0.75+0.1)/9.9=0.419
DO3HL=(3.3+0.74+0.1)/19.8=0.209。
供电电压VCC直接取自于3.3V的绕组,其随着输入电压的变化而变化,VCC=9.0V~19V。Vcc的参考是地,而门驱动电压VC参考点是Q3的源级,VC = 8.0V~18V。
CS5101的同步电压阈值是2.5V。为了可靠的工作,SYNC脚的电压必须在脉冲期间都高于2.5V。
VSYNC(MIN)=VSY(MIN)×(R14/(R13+R14))=((18×11)/20)×(15K/(5.1K+15K))=7.39V
VSYNC(MAX)=((36×11)/20))×15K/5.1K=14.87V
由于线圈上的电压在恢复期间是负值,在R14并联一个箝位二极管D9。
斜波电容的值是用最小导通时间(高压输入时)和内部电流源电流来计算的。CRAMP=C16=300PF。
输出电流大小可以通过输出负端的电流取样电阻R19获得。由电阻R16、R17和R20等电阻组成的电压分压连接到电流放大器,从而计算过流保护设置点。
设计结果和波形
电路电性能参数如表1所示。 从表中可以看出,3.3V输出负载效应和源效应均优于0.3%。
实际波形如图12和图13所示。
图12 初级侧波形
图13 SSPR波形 | | | | | | |