设计高性能、低成本的笔记本电脑处理器电源

　　笔记本电脑的新型处理器对电源提出了更高的要求：电流应该更大、对负载阶跃响应速度更快、输出电压在电压识别(VID)码刷新后应能做出更迅速的调整。如果现有的电源设计可以满足最新的负载阶跃响应用规范要求、可保证低纹波，且在所有工作模式下(特别是待机模式)都能实现高效率，那么把该设计复用到一个新系统则是一个优先的选择。不幸的是，较老的控制器无法直接通过现有的输出电感来提供快速的负载阶跃响应，因此它们需要额外的大电容让瞬态过程变得平滑。不过，新的电源设计的可用空间与较老式设计所能利用的空间是相同的，因此无法放置额外的电容。本文将讨论一种可行的替代方案。

解决新问题的新型控制器

　　对大多数笔记本电脑应用来说，两相设计可以把电感电流值控制在每相20A或者更低，以便对负载阶跃进行最快响应，并保证最低成本。开关频率设定必须足够高，以便能以所要求的转换速率对负载的瞬态变化做出响应。必须保证MOSFET的R_DSON很低，以最大限度地减少高频开关损耗，而且控制器的反馈环路的带宽必须足够高，以确保响应的快速性。不幸的是，老式的控制器的带宽有限。提高开关频率并无裨益，因为很窄的带宽限制了环路响应。电感不能提供很大的电流阶跃，因此需要更多的大电容。这种设计的成本和尺寸非常大，而且限制了实时输出电压的阶跃响应。

　　新型多相同步控制器可以解决这些问题。它们稳定而高速的反馈回路可以实现尺寸更小、成本更低的设计。有些控制器还支持在较低开关频率下单相工作，从而大大提高低电流和间歇电流条件下的效率。

图1：当使用两相电源，ADP3207A和ADP3419对负载阶跃的响应。

　　若得到恰当的补偿，高带宽控制器可以应对最大的负载阶跃而不会产生振荡。控制器可以通过电感提供更多电流，因此从大电容上取走的电荷量更少。新型的控制器可以快速响应电流瞬态，并同时导通多个相，增加可用的负载电流而无需增加大电容。控制器可以处理很大的负载阶跃，从而让电感、电容和MOSFET的选择简单易行。

确定电感值

每相数百kHz的开关频率可以保证设计在开关损耗、纹波和输出滤波器的尺寸等方面取得良好平衡。输出滤波器中的电感值取决于纹波要求而非输出电压。

　　其中，R₀是负载电阻，V_ripple是所容许的、由于电感纹波电流所引起的纹波电压。电感中的纹波电流峰峰值应该小于其最大DC电流的一半。8A的纹波电流在负载为2.5mΩ的情况下所对应的纹波电压是20mV_pp。对两相电源来说，V_vid输出电压为1.115V，F_SW＝280kHz，由以上公式可以计算出L≥423nH。

　　电感不应该在每相峰值电流处出现饱和，应该能承受磁芯损耗和平均绕组电流。使用尽可能小的电感可以减少输出电容器的数量。电感的直流电阻会影响许多控制器设计中的电流敏感度，因而需要在功率损耗和测量精度之间取一个折衷的值。

最大限度减少输出电容值

　　开关稳压器输出端的陶瓷电容和大电容具有不同的作用。陶瓷电容负责处理CPU的高频瞬态过程，将它们放置在CPU插座里面，可以实现最佳的瞬态抑制，但这限制了所放置的电容数量。如果需要额外的电容，则必须将它们放置在CPU插座附近。

　　最坏的瞬态过程通常是在深休眠状态发生的最大负载阶跃。开关的导通时间、最大输出电流阶跃和最大输出转换速率决定了在CPU电源引脚处的输出滤波器的设计。对大多数笔记本应用来说，输出电容至少为300μF，这可以通过32只并联的0805 10μF陶瓷电容来获得。PCB上寄生参数的变化将导致所需的电容数量量发生改变。

　　简单地在低频输出滤波端放置一堆大电容，除了成本很高、尺寸很大外并无什么好处。实时的电压变化设定了一个上限值，即电源必须能产生电压跃升，且在给定的时间内稳定到特定的误差带内。输出端还要求输出电容具有最小电容值限制，以便在最大负载阶跃I_o条件下和最大可容忍的过冲范围内，保证具有平滑的负载电压。

在最大的可容忍过压V_osmax条件下，负载电压是

这些方程可以确定大电容C_x的极限值，

其中K=-ln (V_ERR / V_V)。

　　为了满足上述方程，大电容的等效串联电阻(ESR)应该小于降压电阻R_o的两倍。如果上述方程的求解结果表明C_xmin大于C_xmax，则可以减小电感值，或者增加更多的相，以满足V_vid阶跃要求。若要求在减小电感的同时维持相同的输出纹波，则开关频率应该提高。

　　例如，若C_z=320μF，实时VID阶跃为22μs、220mV阶跃(t_v和V_v)，限制过冲电压为27mV，稳态电压误差(V_err)为10mV，则大电容应该在1.1mF到2.1mF的范围内。若采用4个330μF的铝电解电容，且每个电容的ESR典型值为6mΩ，则总的电容值为1.32mF，总的ESR为1.5mΩ。