基于DSP内嵌PLL中的CMOS压控环形振荡器设计

1 引言

在现代高性能DSP芯片设计中，锁相环(PLL)被广泛用作片内时钟发生器，实现相位同步及时钟倍频。压控振荡器(VCO)作为PLL电路的关键模块，其性能将直接决定PLL的整体工作质量。目前，在CMOS工艺中实现的VCO主要有两大类：LC压控振荡器和环形压控振荡器。其中LC压控振荡器具有较低的相位噪声和较低的功耗，但需要采用片上集成电感，因而占用很大的芯片面积，且调谐范围较小。而CMOS环形振荡器有着频率调节范围大，芯片面积小，制造工艺简单等优点，且可以通过调整振荡器的级数，方便的获得不同相位的一系列时钟，因此在系统芯片(SOC)中有着更为广泛的应用。

本文提出了一种采用四级延迟单元的CMOS环形压控振荡器，每级采用调节电流源大小，改变电容放电速度的方式，在方便的提供正交输出时钟的同时，具有2MHz至90MHz频率调节范围以及较低的功耗，可满足DSP芯片时钟系统的应用要求。

2 VCO电路设计

在锁相环系统中VCO的作用是根据不同的控制电压．输出相应振荡频率的波形，并将其输入至分频器，从而反馈到输入端。因此理想的VCO其特性函数应为：

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其中Kvco为常数，表示电路的灵敏度。而实际的VCO调节特性表现出非线性，也就是Kvco不是常数，这种非线性使锁相环的稳定性退化，因此我们希望在尽可能宽的频率调节范围内Kvco的变化最小。

2．1 整体电路结构

压控环形振荡电路的整体结构框图如图1所示，整个环路由四级延迟单元构成，每级延迟为TD，其中前三级电路接成反相的，最后一级电路正相连接，因此电路不会被锁定，且每级振荡电路的输出时钟相移为45°。

图1 压控环形振荡器的整体结构框图

这里，V是电荷泵的输出电压经低通环路滤波器去除高频成分后的直流分量，用来控制每级延迟单元的延迟时间。Venable是来自外部控制电路的使能信号，当Venable为低电平时每级差分输出的两端均为"0"，此时整个VCO电路关闭，停止振荡；当Venable为高电平，电路正常工作时，环路在连续的电压结点之闸以的延迟振荡，产生的振荡周期为8TD。只要在输入电压和延迟时间TD之问建立起线形的关系，输出信号的频率F∝1/TD，就能够实现VCO所需的输入电压和输出频率之间的线性关系。

2．2单元电路设计

图2 延迟单元电路图

振荡器延迟单元的电路结构如图2所示，电路采用RS触发结构来产生差分输出的信号，这在消除静态功耗的同时，具有较好的抗噪声性能。图中的M1管和M4管分别提供对电容C1和C2充电时的电流。M2管和M5管作为电流源提供电容放电时的电流，其电流大小随控制电压V而改变，从而实现对电容放电速度的调节。另外，电容C1和C2是用源漏端接地的NMOS管制成的MOS栅氧电容，具有很高的单位面积电容值，以及较好的精度。

下面计算单元电路的延迟时间，以C1为例，当输入为高电平时，电路通过电流源M2管对电容放电，当电容两端电压降至输入与非门NAND1的翻转点Vs时，与非门输出状态转换，其状态从"0"到"1"的转换时间为：

这里由于C1电容远大于M1、M2管的漏端电容和与非门NAND1的输入电容之和，因此可忽略它们的影响，Id2为V受控制的电流源M2管的电流。

当输人为低电平时，电路通过M1管对电容进行充电。当电容充电至三输入与非门NAND1的翻转点Vs时，与非门输出并不立即改变，因为交叉耦合的另一个与非门NAND2的输出仍为低电平，需C2电容放电至Vs以下，输出才会改变。因此与非门NAND1的输出从"1"到"0"转换的时问由电容C2的放电时间决定，为：


其中Id5为受V控制的电流源M5管的电流。

为了保证每级单元电路的差分输出端有相同的延迟，电路中各个对应的晶体管具有相同的宽长比，即C1与C2相等，Id2与Id5相等，因此t1=t2，且因为C1、C2的电容值较大，相对于其充放电的时间，三输入与非门和反向器的延迟时间可以忽略不计， 因此，单元电路总的延时时间为：


设计时三输入与非门的翻转点Vs是一个需考虑的问题。为了避免随着控制电流的增大，控制管在电容放电过程中进入线性区，导致压控振荡器的线性覆盖频率范围减少，Vs的值应尽可能的大。但是如果翻转点Vs过高，会使电容放电时间变短，当Vs接近Vdd时，三输入与非门和反向器的延迟时间不再可以忽略，此时振荡器的频率调节范围将大大减少。综合以上两方面，另外考虑到噪声容限、速度、面积等因素，这里设计的三输入与非门的翻转点Vs为2．6V。

3 仿真结果与分析

根据以上分析，采用SMIC的0.35斗μmCMOS工艺模型进行仿真，图4为控制电压为2V时VCO的X1端的输出波形图。另外，由于采用的是四级环形振荡器结构，可以方便的产生正交时钟信号，其中X1