基于TMS 3 2 0F 2 8 0 6三环电压控制逆变电源

0 引言
逆变电源通常采用双环或多环反馈控制，例如采用输出滤波电感电流滞环和输出电压反馈构成的双闭环控制、采用电容电流滞环反馈方式的闭环控制、采用固定开关频率电感电流反馈控制和采用固定开关频率电容电流反馈控制等控制策略。对上述的控制策略，采用电流滞环瞬时控制的控制电路比较简单，但是功率管开关频率不固定，输出电压中的谐波频率不固定，而且频带比较宽，输出滤波器的设计比较困难。采用固定开关频率瞬时值控制方案，其载波频率固定，输出电压谐波成分为固定频率段的谐波，输出滤波器的设计易于实现。其中，电容电流反馈控制的逆变器抑制负载扰动能力强，能够适应非线性负载，但是难以实现过载和短路电流的限制。而采用电感电流反馈的逆变电源稳定性好、抑制直流电压扰动能力强，同时由于电感电流即为开关管电流，所以可以防止开关管过流。本文设计了一台基于DSPTMS320F2806的电感电流内环，输出电压瞬时值中环，输出电压平均值最外环反馈的5kVA逆变电源，取得了较好的控制效果。

1 系统结构
图1为逆变器主电路结构示意图，主电路采用了半桥结构(DC／AC)，逆变器输出采用LC滤波。图 2是本文提出的全数字控制逆变电源的结构框图，控制电路是以TI公司的电机控制专用DSP芯片TMS320F2806为核心的全数字控制器。模拟量的采集主要包括：直流侧输入电压、直流侧输入电流、逆变输出电压、逆变输出电流、散热器温度等。

采样值经调理电路处理后送入DSP的A／D接口，经A／D转换后可作为系统过压、欠压、系统过流、过热保护等的判断依据。本系统采用软件保护。当有故障发生时，系统会自动封锁PWM输出信号，关断IGBT管，并断开继电器。采用LEM公司的LTS25-NP电流霍尔传感器进行电流的采样，其采样值准确，温漂很小。主电路开关管采用Epic的型号为F4-50R 12MS4的IGBT模块。DSP的PWM模块输出的两路PWM信号(PWM1A、PWM1B)，经驱动电路之后驱动半桥的两个IGBT管。

2 控制策略的选择
1)双闭环瞬时值反馈控制方案
基于输出电感电流内环的电压瞬时值反馈策略是逆变电源常用的一种方法。在该控制策略中，滤波电感电流内环对包含在环内的扰动(△Ud)，如输入电压的波动、死区时间、电感参数的变化等影响能起到及时的调节作用，系统特性大大改善。该方案的控制框图如图3所示。

本系统采用SPWM的方法产生正弦输出电压，即PWM驱动脉冲通过三角波调制产生。对图3所使示的电压外环P调节器的比例系数为Kpv，电流内环P调节器的比例系数为Kpi，Kpwm为脉宽调制环节的等效增益，r为滤波电感的等效串联电阻(可以忽略不计)。
其中Utri为三角载波峰值。
图3系统的闭环传递函数为：

设Uref=Asin(ωt)，那么误差为：

3 仿真和实验结果
下面列出本文实验过程中数字控制逆变电源的主要控制参数：
采样频率：fs：12kHz
滤波电感：L：0．66mH
滤波电容：C：10μF
母线电压：Ud:700V
输出电压有效值：Uo：220V
开关频率：fc：12kHz
首先进行系统的仿真研究，运用MATLAB的SIMU LINK工具箱对逆变电源系统进行仿真试验，图5为双闭环瞬时值反馈控制的逆变电源仿真实验波形。设置系统仿真时间为1．2s，在0．4s时突加负载，在0．8s时突卸负载。

经仿真实验验证：电压瞬时值外环的P调节器比例系数的增加，可以进一步减少静态误差，但是随着比例系数的增大，控制系统的相位裕度减小，系统变得不稳定。当比例系数太小时，系统的稳态误差又会增大。该仿真实验中，输出电压幅值仅为278V，没有达到指令电压311V。
图6为逆变电源含电感电流内环的三环控制仿真实验波形，设置系统仿真时间为1．2s，在0．4s时突加负载，在0．9s时突卸负载。与双闭环控制方案的仿真结果对比可看出，系统在空载时输出幅值为310V，具有很好的稳态精度。输出电压有效值外环的加入明显的提高了控制系统的稳态性能。从阻性负载投载和卸载的仿真波形中可看到，在突加和突卸负载后，系统经一个正弦波周期就可以达到稳定，系统稳态输出波形较好。

本系统控制芯片采用TI公司的TMS320F2806芯片，系统采用含电感电流内环的三环控制方案。本系统在第K次采样的数据在下一次(第K+1次)中断中参与计算调节，即采样值延迟一个中断周期(83μs)，由于时间很短可以忽略不计。实际系统中，电感电流的采样不能采用电流互感器，而应采用霍尔电流传感器；因为电流互感器无法检测到电感电流中的直流分量，无法利用电流环的快速性，来消除输出电流中直流分量带来的负面影响，所以电感电流的检测应该采用霍尔电流传感器。图7为突加50°%额定负载的实验波形图。
从实验结果可以看出，实验波形与仿真波形比较吻合，逆变器具有较好的稳态特性，说明了该控制方案取得了较好的效果。