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关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论

时间:11-21 来源:互联网 点击:

本文分析电子镇流器的功率因数校正问题,着重讨论了有源功率因数校正的三种模式(峰值电流控制、固定开通时间、固定频率平均电流连续导通模式)的工作原理,它们的优缺点及适用场合等。

关键词:无源功率因数校正 有源功率因数校正 峰值电流控制 固定开通时间 频率钳定 前(后)沿调制 断续导通、 临界导通、连续导通模式 过渡模式

在电子镇流器中通常采用图1a所示的输入电路,由于电解电容器CO的容量很大,工作时储存电荷很多,只有输入电压超过电容上的电压时,才有输入电流,所以电流波形严重失真,仅在电压峰值附近才会出现一个电流尖脉冲(如图1b)。这样一来,电路的功率因数变得很低,约为0.5左右,输入电流谐波含量十分丰富。而根据国标GB/T17263-2002以及欧洲法规EN63000-3-2,对25W以上的节能灯和电子镇流器的各次谐波的含量提出了严格要求,现有的许多电路根本无法满足这个要求。



为了减少镇流器输入电流的谐波失真,必须采取一些特殊措施,通常称之为功率因数校正(PFC Power factor correction)技术来提高它的功率因数。大致说来,功率因数校正有两种方案:无源功率因数校正(Passive PFC)和有源功率因数校正(Active PFC) ,前者已有很多资料介绍,不是本文讨论的重点,我们主要分析有源功率因数校正的三种模式,它们的工作原理、优缺点及适用场合等。

无源功率因数校正的原理及常用电

无源功率因数校正的原理主要是增加输入电流的导通时间,使电源电流的波形接近电压的正弦波形,减少它的失真。最初采用的方案是逐流电路。




它用图2(a)的电路代替图1的电容CO,电源通过VD3对电容C1、C2充电到输入电压峰值,每个电容电压最多为输入电压峰值之半。这样,电容可在120?范围内充电,输入电流的时间被拉长,电流为零(死区)的时间只占33.3%。功率因数可提高到0.9左右,但电容上的电压起伏很大,谐波含量很高,仍然无法满足国标GB/T17263-2002及欧洲EN61000-3-2标准对各次谐波含量(2次到39次谐波)限值的要求,且灯管电流波峰系数很大,灯功率起伏很大,对人的视力及灯管寿命都不利。

对逐流电路的改进是采用双泵电路,用图2(b)电路来代替图2(a)的电路,它在前者的基础上增加C3、C4,将高频信号进行反馈,减少了电容上直流电压的起伏,进一步减少了电流死区时间和灯电流波峰系数,各项指标均有所提高,但仍然无法满足国标GB/T17263-2002对各次谐波含量限值的要求。如在图2(b)电路的基础上再采取一些改进和补救措施,便可以达到标准的要求,图3就是这样一种改进了的双泵电路,目前在节能灯及电子镇流器中有不少产品在应用它,并且通过了3C认证。



对双泵电路的改进还有其它的形式,只要仔细调整反馈元件及滤波电感的参数(输入端的EMI滤波电路对THD、PF的影响很大),就能满足标准中关于谐波限值的要求。另有




一种高频泵电路,在一些电子镇流器电路中也有采用。其具体形式如图4,对这个电路只要适当调整C4、C8反馈电容值,合理选择滤波电感LO、L1、L2的参数,也能满足关于谐波限值的要求,通过3C认证。它的性能在调整好参数的情况下,比图3电路要好。只是电路中损耗较大,对反馈电容C4、C8、滤波电路及电解电容器的要求较高,是其不足之处。无源功率因数校正的电路还有一些其它形式,因为不是本文的重点,又受篇幅限制,故从略。

二。 有源功率因数校正的基本原理

有源功率因数校正的基本原理可用图5所示的简单电路来说明,它在图1的基础上增加了一个关键的、起着重要作用的功率因数控制器IC,由它控制MOS管VT1的开通与关断,使输入电流变成一连串的三角波,并且它的幅度按输入电压的正弦规律变化,就可以大大提高电路的功率因数。此电路由功率MOS开关管VT1、升压电感L、升压二极管VD、输出电容C0及APFC控制器IC所组成。电路的具体的工作情况如下

(1)当开关管VT1导通时

在APFC控制器输出高电平(正方波)信号的控制下使VT1导通时,图5变成如图6所示的等效电路形式。开关管VT1导通,相当于开关S1接通,此时二极管因受输出直流电压VO的反偏而截止,相当于S2断开。整流后在电容C1上得到的是一个单向的正弦电压(电容C1的容量不能太大),将在电感L中产生电流。考虑到开关管的开关频率很高,一般都超过25kHZ以上,因此在开关的半个周期的短时间内,输入电压uI可近似看作不变,电感电流上升的速率di/dt为常数(Ldi/dt=uI),电感电流直线上升,电感中储存的磁能LiL2/2也随电流的增加而增加。




当电感电流的峰值增加到与该时刻输入电压大小相对应的某一数值ILP

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