关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论

本文分析电子镇流器的功率因数校正问题,着重讨论了有源功率因数校正的三种模式(峰值电流控制、固定开通时间、固定频率平均电流连续导通模式）的工作原理，它们的优缺点及适用场合等。

关键词：无源功率因数校正 有源功率因数校正 峰值电流控制 固定开通时间 频率钳定 前(后）沿调制 断续导通、 临界导通、连续导通模式 过渡模式

在电子镇流器中通常采用图1a所示的输入电路，由于电解电容器CO的容量很大，工作时储存电荷很多，只有输入电压超过电容上的电压时，才有输入电流，所以电流波形严重失真，仅在电压峰值附近才会出现一个电流尖脉冲(如图1b)。这样一来，电路的功率因数变得很低，约为0.5左右,输入电流谐波含量十分丰富。而根据国标GB/T17263-2002以及欧洲法规EN63000-3-2，对25W以上的节能灯和电子镇流器的各次谐波的含量提出了严格要求，现有的许多电路根本无法满足这个要求。

为了减少镇流器输入电流的谐波失真，必须采取一些特殊措施，通常称之为功率因数校正（PFC Power factor correction)技术来提高它的功率因数。大致说来，功率因数校正有两种方案：无源功率因数校正（Passive PFC)和有源功率因数校正(Active PFC) ，前者已有很多资料介绍，不是本文讨论的重点，我们主要分析有源功率因数校正的三种模式，它们的工作原理、优缺点及适用场合等。

无源功率因数校正的原理及常用电

无源功率因数校正的原理主要是增加输入电流的导通时间，使电源电流的波形接近电压的正弦波形，减少它的失真。最初采用的方案是逐流电路。

它用图2(a)的电路代替图1的电容CO，电源通过VD3对电容C1、C2充电到输入电压峰值，每个电容电压最多为输入电压峰值之半。这样，电容可在120?范围内充电，输入电流的时间被拉长，电流为零（死区）的时间只占33.3%。功率因数可提高到0.9左右，但电容上的电压起伏很大，谐波含量很高，仍然无法满足国标GB/T17263-2002及欧洲EN61000-3-2标准对各次谐波含量（2次到39次谐波）限值的要求，且灯管电流波峰系数很大，灯功率起伏很大，对人的视力及灯管寿命都不利。

对逐流电路的改进是采用双泵电路，用图2（b）电路来代替图2(a)的电路，它在前者的基础上增加C3、C4，将高频信号进行反馈，减少了电容上直流电压的起伏，进一步减少了电流死区时间和灯电流波峰系数，各项指标均有所提高，但仍然无法满足国标GB/T17263-2002对各次谐波含量限值的要求。如在图2（b）电路的基础上再采取一些改进和补救措施，便可以达到标准的要求，图3就是这样一种改进了的双泵电路，目前在节能灯及电子镇流器中有不少产品在应用它，并且通过了3C认证。

对双泵电路的改进还有其它的形式，只要仔细调整反馈元件及滤波电感的参数（输入端的EMI滤波电路对THD、PF的影响很大），就能满足标准中关于谐波限值的要求。另有

一种高频泵电路，在一些电子镇流器电路中也有采用。其具体形式如图4，对这个电路只要适当调整C4、C8反馈电容值，合理选择滤波电感LO、L1、L2的参数，也能满足关于谐波限值的要求，通过3C认证。它的性能在调整好参数的情况下，比图3电路要好。只是电路中损耗较大，对反馈电容C4、C8、滤波电路及电解电容器的要求较高，是其不足之处。无源功率因数校正的电路还有一些其它形式，因为不是本文的重点，又受篇幅限制，故从略。

二。 有源功率因数校正的基本原理

有源功率因数校正的基本原理可用图5所示的简单电路来说明，它在图1的基础上增加了一个关键的、起着重要作用的功率因数控制器IC，由它控制MOS管VT1的开通与关断，使输入电流变成一连串的三角波，并且它的幅度按输入电压的正弦规律变化，就可以大大提高电路的功率因数。此电路由功率MOS开关管VT1、升压电感L、升压二极管VD、输出电容C0及APFC控制器IC所组成。电路的具体的工作情况如下

（1）当开关管VT1导通时

在APFC控制器输出高电平（正方波）信号的控制下使VT1导通时，图5变成如图6所示的等效电路形式。开关管VT1导通，相当于开关S1接通，此时二极管因受输出直流电压VO的反偏而截止，相当于S2断开。整流后在电容C1上得到的是一个单向的正弦电压（电容C1的容量不能太大），将在电感L中产生电流。考虑到开关管的开关频率很高，一般都超过25kHZ以上，因此在开关的半个周期的短时间内，输入电压uI可近似看作不变，电感电流上升的速率di/dt为常数（Ldi/dt=uI），电感电流直线上升，电感中储存的磁能LiL2/2也随电流的增加而增加。

当电感电流的峰值增加到与该时刻输入电压大小相对应的某一数值ILP