关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论

时，APFC控制器便输出低电平的开关信号，使开关管VT1截止，电流iL停止上升。考虑到电流是直线上升的，有

LΔi/Δt=uI,

以Δi=ILP，Δt=ton分别表示三角波的上升幅度和上升时间（参看图7），

则有 ILP=uIton/L

可见当ton为固定值，则三角波的幅度 ILP反映了该时刻输入电压uI的变化。

（2）开关管VT1截止时

图5电路可简化为图7形式。

由于电感电流iL不能突变，只能由原来的数值ILP线性下降。电感的磁能释放出来，与输入电压相叠加，对电解电容器CO充电，电容上面的电压显然比输入电压高。因此这种电路称为升压式APFC电路。在开关管截止时，电感电流下降，并且按线性规律直线下降（Ldi/dt=VO-uI，在uI近似不变的条件下，也是常数）。一旦控制器检测到电感电流下降到零时，它又输出控制信号，使开关管再一次导通，开始下一个开关周期。

在上述控制下，输入电流或电感电流是一串连续的直线上升、直线下降的三角波，只要三角波的峰值ILP，能够跟随并反映出输入电压的变化，那么它的平均值，即其峰值之半，就能按正弦规律变化，使功率因数接近于1。图8是电感电流或输入电流在APFC控制器控制下，电流变化的示意波形。

可见，在APFC控制器控制下，电感电流由零上升到一定数值（与该时刻的输入电压瞬时值成正比）然后下降到零、又上升，如此周而复始，电流不存在为零的死区时间，因此称之为临界导通模式（Critical conduction mode CrCM).，它是界于连续导通与断续导通之间的临界形式或过渡形式，因此，有的文献又称它为过渡模式（TM）或边界导通模式（BCM）。

要使功率因数接近于1，控制器要控制两个时间点：电流到零的时间点和电流到达峰值的时间点。对前者的控制，在各种IC控制器中采取相同的控制原理和手段，采用图9所示电路。图中升压电感的副绕组，通过电阻接到IC的零电流检测端(ZCD)，一旦电感电流下降到零，电感的感应电动势改变极性，大约为-1.8V，利用这一特点，由零电流检测比较器输出高电平信号到RS触发器的S端，让RS触发器翻转，PFC控制器的驱动输出OUT变为高电平，正的开关信号将使外接MOS管开通。流过电感的电流再次由零线性上升。

至于如何控制到达峰值电流的时间点则有两种方案，因而形成两类不同的APFC控制器IC，下面分别讨论之。

峰值电流控制APFC控制器的工作原理

峰值电流控制APFC电路如何控制其峰值电流可用图10所示的简化原理图来说明。图中虚线围框内表示IC中有关部分，其余是与IC相接的外围电路。整流桥输出的单向正弦电压经过电阻R1、R2分压送到3脚，它反映输入电压的变化，其值大约为2~4V，由升压二极管输出的直流电压VO也经过电阻R3、R4分压加到IC内部的电压误差放大器（图中以EA表示）的反相输入端INV(1脚），反映电感电流的信号则由外接MOS管的源极电阻R8引出，

送到电流检测端CS（4脚）。4脚经内部的RC滤波电路与电流检测比较器（或称峰值电流比较器）的反相端相连，乘法器的输出VMO则接到比较器的同相端，作为比较器的基准电压。乘法器要在很宽的动态范围内具有很好的线性转移特性，与它的两个输入电压的乘积成正比，即

VM0=KVM1（VM2-VREF）

考虑到乘法器的一个输入是由输出电压VO分压得到的，在通常情况下，VO基本上变化很小（在输出电压为400V时，电压变化的峰--峰值大约只有5~10V左右）接近稳定的直流电压，这样乘法器的输出VMO的大小基本上与VM1成正比，反映了按正弦规律变化的输入电压。因此，当流过电感的电流在RS上产生的压降达到并超过由乘法器输出所设定的基准阈值VMO时，电流检测比较器将输出控制信号，送到RS触发器的R端，使RS触发器翻转。这样，IC的驱动输出OUT变为低电平，将外接的MOS管关闭，电感电流达到其峰值不再增加。显然，在这样的条件下，峰值电流与该时刻的输入电压是成正比的

由于乘法器输出还包括与APFC输出电压VO成正比的成分，如果VO有所变化，例如其值变小，则由于此输入是加到误差放大器的反相输入，VM2-将上升，乘法器输出VMO变大，电流检测比较器将延长功率开关管的导通时间，增加升压电感中储存的能量，使VO升高；反之，则会缩短MOS管的导通时间，使VO减小，从而达到调整VO使其值趋于稳定的目的。这种脉宽调制工作方式，在开关电源中是十分常见的

从以上分析可知，这种控制方式利用输入电压作为基准信号，一旦电感电流上升到基准信号所规定的阈值以后，IC控制器就送出关断信号，将MOS管关断，把三角波的电感电流峰值控制到与输入电压成正比。故称这种方式为峰值电流控制法。

理论分析表明（见文献1），在这种控制方式中，每个