解析基于DSP设计变频电源数字控制系统程序

生成Vf后直接反馈，与参考正弦电压Vref比较后，经PI调节后作为电流内环的给定信号Ig。其与电感电流反馈值If比较得到的误差经P调节，作为调制波与三角载波进行交截产生SPWM开关信号。为了便丁变频器在线调试，所生成的SPWM波调制比必须可在一定范围任意改变，且误差较校由上所述，可知SPWM波的生成涉及3个方面：获得参考止弦电压Vref、实现电压电流双闭环控制、产生三角载波。其中，三角载波的实现很简单，可由DSP中的通用定时器产生，本设计中，使用了通用定时器l，可根据载波频率确定定时器l中的周期寄存器TIPR的值。下面着重介绍前两个方面所涉及的没计和算法。

3.1基准正弦电压信号的生成

正弦信号源在实验室和电子工程设计中有着十分重要的作用，而传统的正弦信号源根据实际需要一般价格昂贵，低频输出时性能不好且不便于自动调节，工程实用性较差。综合分析各项指标的测试结果发现，该设计频率变化范围大，信号稳定度高，失真度好，达到了性能良好的设计要求。

DSP实时地从单片机读取所需要的电压的频率和幅值作为当前输出电压的基准(给定)。获取当前时刻的正弦值，基准正弦信号是通过查表法产生的。在数字控制系统中正弦基准信号就是一个正弦数据表格，故应将正弦波按其表达式制成0°～360°的表格供查用，在本设计中，正弦数据表格中数据点数选为1024，可将其数值放在片外数据存储器。有如卜关系式：

式中：fs为当前时刻调制频率；

t为采样时刻；

N为当前时刻处在整个调制周期的第N个脉冲。

由于本系统系变频电源，即fS是在变化的，且系统采用的是异步调制，所以N也是随fS变化而变化的。由此必须实时变化定时时间T以确保整个周期的脉冲数最大限度地接近整数，以避免或减少输出波形含有基波的子谐波；此外，还须实时地改变脉冲序列，以保证输出电压值不发生较大的跳变。

3．1．1 实时改变定时时间

假设fS=400 Hz，则频率凋制比Mf为

由于整个周期的脉冲数NE超过1，所以NE只能选用定标为Q0，即NE只能为整数，所以NE=62，从而在脉冲数上出现了相差了O.5个，反映在桥臂输出电压上，有正负输出所含的脉冲数不相同。由此会产生基频的子谐波。

如果我们以当前的脉冲数NE回推出开关频率，则有fc=62x400=24．8kHz，这样确定的开关频率，就最大限度地保汪了正负调制周期的脉冲数近似相同。设计中，定时器1的工作方式设定为连续增减计数方式，故其中fcpu=20 MHz为时钟频率，开关频率25 kHz时可得定时时间T为40μs，T1PR为400；而开关频率为24．8 kHz时可得定时时间T为40.65μs，T1PR为403．225，T1PR定标为Q0，所以只能为整数403，故求得频率调制比,所以正负调制周期的脉冲数相差极少，为0．035，这样就最大限度的消除了基频的子谐波。

3．1．2 实时改变脉冲序列

脉冲序列是一种连续有序输出的具有二进制数特点的脉冲队列，它可通过一路或多路同步输出。

当频率不发生改变时，DSP按原来的输出序列(N=1，2，…NE)循环输出脉冲，设在第N个周期时，频率发生改变，则DSP应按新的脉冲序列(N′=l，2，…NE′)输出脉冲。

图2中，在N=25时刻频率从500Hz变化到250Hz，由于N=25对应输出频率500Hz为零点处，对应于输出频率250Hz为正峰值处，所以如果不改变输出脉冲序列，则会导致输出电压相位和电压值都出现跳变，如图2(a)所示；图2(b)中按一定的规律改变输出脉冲序列，输出电压相位和电压值就不会出现跳变。为了保证在频率切换过程中电压的相位变化最小，输出电压值不发生较大的跳变，应按下式来确定新的脉冲序列中起始的脉冲序号N′，即令：

具体流程如图3所示。

图4为电压、电流双闭环数宁控制流程图。在实际应用中，考虑到一些具体情况，还需对电压调节器的数字PI调节及电流调节器的数字P调节加以一定的限制，针对不同的情况采取最佳控制方法。故在图4中(1)、(1’)、(2)、(3)、(3’)处采用了一些改进算法及策略，下面分别加以简单介绍。

在图4中(1)和(1’)处设置了死区，冈为在输出变化较小时，通过计算得到的PWM控制寄存器的值可能也会有小幅度的振动，这样会使系统不稳定。若设置适当的死区范围，则可以消除由此引起的振荡，又不会太大影响输出精度。根据实际情况分别设定最小输入偏差量e1(e1’)，即当|ev(k)|e1(|ei(k)|e1’时，控制最保持不变，跳过PI运算或P运算；图4中(3)和(3’)处对相应的输出值进行了限幅，这是由于当PI调节器或P调节器中输出值很大时，不仅容易造成控制规律错误，而且可能引起系统损坏，输出限幅可以避免上述情形的发生：PI调节引入积分环节的目的是为了消