典型返驰式拓扑设计——实现最佳化电源

极电容器。

　　开关MOSFET的损耗有叁种类型，即导通损耗、开关损耗和闸极电荷损耗：

　　导通损耗等于损耗，因此在导通状态下源极和汲极之间的总电阻要尽可能最低。

　　开关损耗等于：开关时间*Vds*I*频率。开关时间、上升时间和下降时间是MOSFET闸汲极米勒电荷Qgd、驱动器内部电阻和阈值电压的函数，最小闸极电压Vgs（th）有助于电流通过MOSFET的漏源极。

　　闸极电荷损耗是由闸极电容器充电，以及随后的每个週期对地放电引起的。闸极电荷损耗等于：频率* Qg（tot）* Vdr

　　不幸的是，电阻最低的元件往往有较高的闸极电容器。

　　开关损耗也会受闸极电容器的影响。如果闸极驱动器对大容量电容器充电，则MOSFET需要时间进行线性区提升，则损耗增加。上升时间越快，开关损耗越低。不幸的是，这将导致高频噪音。

　　导通损耗不取决于频率，它还取决于和一次侧RMS电流的平方：

　　（13）

　　在连续导通模式下，返驰式执行的一次侧电流看来像图4上部所示的梯形波形。

　　Ib等于一次侧峰值电流：

　　Ia是从以上的公式（5）得出的平均电流，减去一半ΔIp电流为：

　　（16）

　　那么开关管的RMS电流可从下式得到：

　　（17）

　　或其迅速接近：

　　（18）

　　开关损耗（）取决于转换期间的电压和电流、开关频率和开关时间，如图4所示。

　　图4：换向期间MOSFET两端的电流和电压波形。

　　在导通期间，MOSFET两端的电压为输入电压加反映在一次侧的输出电压，电流等于平均中间最高电流减去一半ΔIp：

　　（19）

　　（20）

　　在关闭过程中，MOSFET两端的电压为输入电压加反映在一次侧绕组的输出电压，再加上用于箝位的齐纳箝位电压和吸收漏电感。开关管切断电流为一次侧峰值电流。

　　（21）

　　开关时间取决于最大闸极驱动电流和MOSFET的总闸极电荷，MOSFET寄生电容器是调节MOSFET开关时间的最重要的参数。电容器Cgs和Cgd取决于元件的几何尺寸并与源极电压成反比。

　　通常MOSFET製造商没有直接提供这些电容器值，但是可以从Ciss、Coss和Crss值获得。

　　导通开关时间可以使用下列公式用闸极电荷来估计：

　　（22）

　　（23）

　　公式中：

　　Qgd是闸漏极电荷

　　Qgs是闸源极电荷

　　是当驱动电压被拉升至驱动电压时的导通时间驱动电阻

　　是当驱动电压被下拉至接地电压时的内部驱动电阻

　　是闸源极阈值电压（MOSFET开始导通的闸极电压）

　　缓衝器：

　　漏电感可以被看作是与变压器的一次侧电感串联的寄生电感，其一次侧电感的一部份没有与二次侧电感相互耦合。当开关MOSFET关闭时，储存在一次侧电感中的能量透过正向偏置二极体流动到二次侧和负载。储存在漏电感中的能量则变成了开关接脚（MOSFET汲极）上巨大的电压尖峰。漏电感可以透过短路二次侧绕组来进行测量，而一次侧电感的测量通常由变压器製造商给出。

　　耗散漏电感能量的一种常用方法是透过一个与一次侧绕组并联的齐纳二极体来阻断与之串联的二极体实现的，如图5所示。

　　（图5：齐纳箝位电路）

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　　漏电感能量必须透过一个外部箝位缓衝器来耗散：

　　（24）

　　齐纳电压应低于开关MOSFET的最大漏源电压减去最大输入电压，但要高到足以在很短的时间内耗散这一能量才可以。

　　齐纳 纳二极体的最大功率损耗为：

　　（25）

　　返驰式设计资源：

　　为了支援返驰式设计，德州仪器公司开发特别适合返驰式应用的一系列PWM稳压器和控制器。图6显示一个採用LM5000稳压器的典型5W返驰式电源，它是用WEBENCH进行模拟的，其输入电压变化範围从10至35V，1A时的输出电压等于5V。该设计遵循上述过程，Coilcraft变压器的一次侧与二次侧匝数比等于3，一次侧电感为80μH，可确保良好的稳压输出电压，将一次侧峰值电流大幅地降至1.3A以下，也使内部开关MOSFET两端的最大电压低于60V。80μF的一次侧电感确保了二次侧纹波电流峰-峰值在平均电流的30%以内，同时保持20kHz以上的右半平面零点。

　　图6：採用WEBENCH线上模拟工具的典型5W返驰式设计

　　WEBENCH是德州仪器公司的网上设计工具，用四个简单步骤即可完成实现一个完整的开关电源设计。图7和图8显示了用WEBENCH设计获得的波德图（Bode plot）和开关波形。

　　（图7-8：输出电压和开关接脚的波德图和开关波形）