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基于MC33067的LLC谐振全桥变换器的应用设计

时间:05-07 来源:互联网 点击:

摘要:LLC变换器以其卓越的性能迅速成为DC/DC变换器的首选拓扑,而目前该拓扑大多应用在小功率半桥变换器,而在大功率全桥变换器中的应用还较少。在此提出了一种基于高性能谐振控制器MC33067的LLC谐振全桥变换器设计方案,该拓扑采用了固定死区的互补调频控制方式,巧妙利用了变压器的励磁电感和外置谐振电感与谐振电容发生谐振,实现了初级零电压(ZVS)开通以及次级零电流(ZCS)关断,并给出了输出直流电压48 V,满载功率2 kW的试验结果。试验结果表明,LLC谐振全桥变换器具有高频、高效率等优点,符合电源高功率密度、高效的发展要求。
关键词:变换器;软开关;谐振

1 引言
随着电力电子技术的高速发展,对开关电源提出了更加高频化、高效率、高功率密度以及低噪声等要求。目前比较成熟的软开关技术,如移相全桥也很难做到真正理想状态的软开关(包含主开关管和次级整流二极管),并且随着开关频率的升高,其损耗也不断增加,因此寻求一种更加高效、高开关频率以及高功率密度的拓扑成为当前研究的重点。LLC谐振全桥变换器作为全桥拓扑中性能较为突出的一种,具备以下优点:初级MOSFETZVS开通,次级整流二极管ZCS关断;电路结构简单,转换效率高;初、次级的电压应力较低;容易实现高频化,故容易实现高功率密度,并且当其工作在所设定的谐振频率时,初、次级电流都接近正弦,高次谐波小,有利于EMI设计。
目前,LLC谐振全桥变换器的设计方法较复杂,大多都是在LLC谐振半桥变换器设计方法的基础上进行试探,通过不断调试和修正获得合适的参数。在此提出了一种基于高性能谐振控制器MC33067的LLC谐振全桥变换器设计方法,在设计合理的前提下,变换器可以轻易实现初级MOSFET ZVS开通,次级整流二极管ZCS关断,体现了变换器的高频高效化。

2 LLC谐振全桥变换器拓扑及工作机理
全桥变换器由于具有较高功率密度而广泛应用于中、大功率场合,其主电路拓扑如图1所示。该电路主要包括初级4个功率MOSFET、谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm,次级则由整流二极管VD5和VD6以及输出滤波电容Co组成。

可见,拓扑中次级没有滤波电感,整流二极管无需缓冲吸收网络,与传统的全桥拓扑相比,其元件大为减少,且变换器的磁性元件能很容易集成到一个磁芯,主变压器的漏感和Lm也能被利用。
LLC谐振全桥变换器包括如图2所示的3个工作区域:其中区域1,2的主开关管工作在ZVS状态,而区域3的主开关管工作在ZCS状态。对于选用MOSFET作为主开关管的高频LLC变换器而言,工作在ZVS条件下其开关损耗最小,工作状态较佳,故其所需的工作区域为增益曲线的右侧(其中负斜率表示初级MOSFET工作在ZVS模式)。当LLC变换器工作在如图2所示的ωs=ωr状态下时,其增益由变压器的匝比决定,从效率和EMI的角度而言,在这个工作点状态下由于正弦初级电流、MOSFET和次级整流二极管都得到最优化利用,故为最佳工作点,但是这只能在特定的工作电压以及负载条件下得到。


LLC谐振全桥变换器存在两个谐振频率,一个为Lr与Cr的谐振频率:

由于该电路采用PFM控制模式,所以变换器工作频率fs既可以工作在fs≥fr的频率范围内,也可以工作在fmfsfr的频率范围内。下面就其工作在fmfsfr频段内(该频段内工作状态较佳)一个开关周期的6个模态进行简要分析,此时谐振变换器各个关键点的工作波形如图3所示。

模态1(t0~t1) 在t0时刻,VT1和VT4开通,谐振电流ir流经VT1和VT4。变压器次级电压上正下负,VD5开通,为负载提供能量,Lm被箝位不参加谐振过程,励磁电流iLm线性上升。
模态2(t1~t2) 在t1时刻,iLm=ir。VD5,VD6的电流为零,次级输出电压对Lm不再箝位,Lm开始参与谐振,Cr被恒流线性充电升高电压。
模态3(t2~t3) 在t2时刻,VT1和VT4关断。VD2和VD3导通续流,从而为VT2和VT3的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压极性切换,VD6开始导通,由于此前VD5电流归零,故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位,退出谐振过程。
模态4(t3~t4) 在t3时刻,VT2和VT3开通,VD6继续导通向负载提供能量。Lm仍被输出电压箝位不参加谐振,故iLm线性下降。
模态5(t4~t5) 在t4时刻,iLm又重新等于ir,VD5,VD6的电流为零,次级输出电压对Lm不再箝位,Lm开始参与谐振,Cr被反向恒流充电,其电压线性升高。
模态6(t5~t6) 在t5时刻,VT2和VT3关断,VD1和VD4导通续流,从而为VT1和VT4的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压极性切换,VD5开始导通,由于此前VD6电流归零故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位,退出谐振过程。
以上就是LLC变换器工作在fmfsfr频段内一个开关周期的6个工作过程。

3 LLC谐振全桥变换器设计
LLC谐振全桥变换器的设计难点在于谐振网络参数的选取和优化,合理设计参数能够保证变换器工作在所期待的区域,从而确保在最佳工作状态。在此设计的LLC谐振全桥变换器输入直流电压Uin=390 V,输出电压Uo=48 V,满载功率Po=2 kW。
3.1 主电路关键参数设计
选取fr=100 kHz,主电路关键参数设计过程为:
1、计算变压器变比N=Uin/(Uo+Ud),Ud为输出整流二极管导通压降,选用IXYS 60CPQ150快速恢复二极管,其典型值为1.2 V,计算得N=7.92。
2、计算最高、最低输入电压时增益Gmin,Gmax:
Gmin=2n(Uo+Ud)/Uinmax,Gmax=2n(Uo+Ud)/Uinmin (3)
Uinmin,Uinmax分别为输入直流电压的最小值和最大值,分别为320 V和420 V。计算得到Gmin=0.927,Gmax=1.22。
3、计算负载电阻RL和反射电阻RAC:

计算得到RL=1.15 Ω,RAC=58.5 Ω。
4、计算品质因数Q,Cr,Lr,Lm为:

式中:k值为Lm和Lr的比值。
对于LLC谐振变换器而言,满载时Q和k的恰当选择是设计的关键,将直接影响变换器的工作频率范围、谐振回路中循环能量大小及转换效率,k值一般在2.5~6之间,设计中k取4。计算得到Q=0.463,Cr=58 nF,Lr=43μH,Lm=172 μH。
至此,变换器主电路关键参数设计完毕。为保证输出功率留有一定的裕量,主变压器选用PC40材质的EE65磁芯,初级功率管则选用STSTW 43NM60ND,次级整流管为IXYS 60CPQ150快速恢复二极管,输出滤波电容为6个NICHICON电解电容1 000 μF/100 V并联。
3.2 控制电路关键参数设计
控制电路采用高性能谐振控制器MC33067为控制核心,该芯片采用固定死区时间的PFM互补调制技术,输出两路开关频率可达1 MHz、峰值电流可达200 mA的驱动脉冲,只需通过隔离变压器就可以直接驱动MOSFET。芯片内部则主要由基准电压、压腔振荡器、误差放大器、软启动电路、欠压锁定、保护以及输出电路构成。基于MC33067所设计的PFM控制电路关键参数设计如下:
(1)最低、最大开关频率fmin,fmax的确定:
由于负载过重使得fs过低,导致变换器进入图2所示主开关管ZCS区域,因此要对MC33067的fmin进行限制,fmin=fr[1+k(1-1/Gmax2)-1/2,可以得到fmin=67 kHz。同时,为减小电源启动瞬间对Co的冲击,一般采用空载高频开机方式,开机频率为谐振频率的2~3倍,该设计中设定fmax=200 kHz。
(2)定时电阻Rosc与定时电容Cosc的确定:
Rosc与Cosc组合的时间常数确定内部压腔振荡器的最小振荡频率,其值为2fmin:Rosc=(Tmax-70ns)/(0.348Cosc),得到Rosc=10kΩ,Cosc=2.4 nF。
(3)调频电阻RVFO的确定:
芯片能够进行频率调制,实际是通过改变流过RVFO电流的大小而改变流经Rosc放电电流IRosc:

式中:Imax为fmax时Cosc总放电电流,其值为1 mA;UEAsat为误差放大器低电位时的饱和输出电压,其值为0.1V。
由式(6)中第2个公式得到RVFO=2.7 kΩ。
(4)定时电阻RT和定时电容CT的确定:
两路驱动脉冲的死区时间由RT和CT确定,根据谐振频率的大小以及工作频率变化范围,初步选定死区时间Tdead=0.47μs,依据:RT=Tdead/(0.348CT),得到RT=2.7 kΩ,CT=500 nF。

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