电源设计指南：拓扑结构（三）

SMPS拓扑及转换原理

根据电路拓扑的不同，SMPS可以将直流输入电压转换成不同的直流输出电压。实际应用中存在多种拓扑结构，比较常见有三种基本类型，按照功能划分为(参见图2)：降压(buck)、升压(boost)、升/降压(buck-boost或反转)。下面还将讨论图2中所画出的电感充电/放电通道。

三种拓扑都包括MOSFET开关、二极管、输出电容和电感。MOSFET是拓扑中的有源受控元件，与控制器(图中没给出)连接，控制器输出脉宽调制(PWM)方波信号驱动MOSFET栅极，控制器件的关断或导通。为使输出电压保持稳定，控制器检测SMPS输出电压，并改变方波信号的占空比(D)，即MOSFET在每个开关周期(TS)导通时间。D是方波导通时间和周期的比值(TON/TS)，直接影响SMPS的输出电压。两者之间的关系在等式4和等式5给出。

MOSFET的导通和关断状态将SMPS电路分为两个阶段：充电阶段和放电阶段，分别表示电感中的能量传递状态(参见图2的环路)。充电期间电感所储存的能量，在放电期间传递给输出负载和电容上。电感充电期间，输出电容为负载供电，维持输出电压稳定。根据拓扑结构不同，能量在电路元件中循环传递，使输出电压维持在适当的值。

在每个开关周期，电感是电源到负载能量传输的核心。如果没有电感，MOSFET切换时，SMPS将无法正常工作。电感(L)中所储存的能量(E)取决于电感电流值(I)：

在每个开关周期中(图3)，电感两端的电压恒定，因此电感中的电流线性变化。根据基尔霍夫电压环路定律，可以得到开关过程中电感两端电压，注意极性以及VIN/VOUT的关系。例如，升压转换器的放电期间，电感两端电压为-(VOUT-VIN)。因为VOUT>VIN，所以电感两端电压为负。

充电期间，MOSFET导通，二极管反向偏置，能量从电源传递给电感(图2)。由于电感两端电压(VL)为正，电感电流将逐渐上升。同时，输出电容将前一个周期存储的能量传递给负载，以保持输出电压的恒定。

图3.稳态时电感的电压、电流特性。

放电期间，MOSFET关断，二极管正向偏置并导通。由于此时电源不再对电感充电，电感两端电压极性反转，并且将能量释放给负载，同时补充输出电容的储能(图2)。放电时，电感电流逐渐下降，放电电流如上述关系式所示。

充电/放电周期循环，并保持一个稳定的开关状态。在电路建立稳态的过程中，电感电流逐渐达到其稳定值，该电流是直流电流和电路在两个阶段切换时所产生的交流电流(或电感纹波电流)之和(图3)。直流电流的大小与输出电流成正比，也取决于电感在SMPS拓扑中的位置。纹波电流需要经过SMPS滤波，以获得真正的直流输出。滤波由输出电容完成，它对于交流信号呈现较低的阻抗。不需要的输出纹波电流通过输出电容旁路，并且当电流对地放电时保持电容电荷恒定。因此，输出电容还起到稳定输出电压的作用。实际应用中，输出电容的等效串联电阻(ESR)产生的输出电压纹波与电容的纹波电流成正比。

由此可见，能量在电源、电感和输出电容间传递，保持输出电压恒定，为负载供电。那么，通过SMPS间的能量传递如何确定输出电压和输入/输出电压转换比?如果能够理解电路作用一个周期性波形的稳态过程，便可以很容易的计算出这些数值。稳态期间，有一个变量在重复周期TS的开始阶段与结束阶段相等。对于电感而言，如上所述，其电流周期性的充电与放电，因此其电流在PWM周期的开始阶段应该与结束阶段相等。这意味着，电感电流在充电过程的变化量(ΔICHARGE)应等于在放电过程的变化量(ΔIDISCHARGE)。建立充电和放电期间电感电流变化的等式，可得到下面的表达式：

简而言之，在不同的工作周期，电感电压和时间的乘积相等。因此，从图2的SMPS电路中，我们可以很容易的得到稳态时的电压和电流转换比。对于降压电路，根据充电电路的基尔霍夫电压环路可得到电感两端的电压为(VIN-VOUT)。同理，放电过程中电路电感两端的电压为-VOUT。根据等式3，可得出电压的转换比为：

从这一系列等式可以看出，降压转换器的输出相比VIN增大了D倍，而输入电流则比负载电流大D倍。表1列举了图2中所示拓扑结构的转换比。有些复杂的拓扑结构可能难以分析，但是利用这个方法解等式3和5可得到全部SMPS的转换比。

四、三电平DC/DC变换器的拓扑结构及其滑模控制方法

摘要：首先阐述了三电平DC/DC变换器拓扑的推导过程，给出了6种非隔离三电平DC/DC变换器和5种隔离三电平DC/DC变换器拓扑结构；分析了三电平DC/DC变换器中，如何设计滤波电路的参数以提高其动态品质；最后以Buck三电平变换器和Buck?Boost三电平变换器为例，分析了滑模控制在三电平DC/DC变换器