采用ADS的CMOS双平衡混频器设计

图3中m1所标为中频输出谱线，根据输入射频输入信号为-30dBm可以算出混频器的转换增益为10．975dB。m2是同为二阶产物的和频输出分量，幅度是相当高的，不过要去除也是较容易的，只需在输出端接一低通或带通滤波器将其滤除即可。

表1所列为混频器单边带与双边带噪声系数。当混频器输出有用信号只存在于本振信号的一侧，用单边带(SSB)噪声系数来表征；与之相对应的，若接收信号是均匀辐射谱，有用信号存在于两个边带上，则需用双边带(DSB)噪声系数表示，在天文或遥感使用较多。由于镜像噪声的影响，单边带噪声系数一般要高出3dB，故为了参数美观，大部分混频器在不做特殊说明的情况下仅将双边带噪声系数标示出来，而实际应用中大部分是需要单边带噪声系数作为重要参考的，这是大家需要注意的。

从图4可以看出，正如前文所描述，由于用正弦信号替代理想方波信号，必须在本振功率高到一定程度，开关管工作于近似理想开关状态时，混频器才能保持较稳定的转换增益。由图可知当本振信号大于-3dBm时，转换增益稳定保持在10dB以上。
图5所式是实际中频输出功率与理想输出功率的差异。图中直线为线性增益的延长线，曲线为混频器实际增益的输出曲线。由图中标示可知，当射频输入信号RF达到-8dBm时，实际增益出现压缩，此时中频输出功率1．2dBm左右。

对于出现两个频率很相近的射频信号RF1、RF2同时进入混频器和本振LO进行混频。由于混频器为非线性器件，输出频谱中会包含多阶产物，其中3阶产物的频率：ω3：ω3=ωLO-(2ωRF1-ωRF2)和ω3=ωLO-(2ωRF2-ωRF1)会出现输出中频附近，造成很大的干扰，尤其出现射频多路通信系统中将会是相当严重的问题。故仿真时用2．5GHz+50kHz的双音功率源，图6中m2标示的为一根三阶分量的谱线，经仿真软件计算得出的结果见表2。

根据经验公式，一般情况下三阶调制截止点比1dB压缩点高10dB左右，据此可验证仿真结果是否合理。

3 结束语
本文采用TSMC 0．25μm工艺CMOS设计了一种具有Gilbert结构的有源双平衡混频器，在不增加电路复杂性的前提下，通过反馈电阻的引入及借助ADS软件对元件及电路参数的适当选取，使该混频器的增益及线性度较文献、均有明显的改进，并可满足当前大部分无线通信的要求。