抽头式电感器提高离线降压转换器的性能

A段为电压在整个电感上的磁化斜坡。当开关关断时，B段中出现电流中断，电流在此处跃升至由峰值电流。电流上升-下降斜线C由输出电压和MOSFET关断时续流二极管上的压降所确定，并可由这个关系等式表示：dI=(E×dt)/L。需要注意的是，L是全通态绕组电感的1/16，因为电感与N的平方成正比。由于电感会调整经过它的电流波形，续流绕组在关闭时间的波形区域大于导通时间电流波形的区域，因此平均输出电流会更高。

图3 抽头式电感的电流波形

局限及实际考虑

当输入至输出电压差减少时，升流的好处将会消失。再从另一角度看电流升流关系，由Iboost=(N+1)/[(N×Vout/Vindc)]+1可知，当输出电压Vout接近输入电压Vin时，分母变成N+1，整个算式的值减小。在输入电压极高时，这个算式的值接近N+1，因而在某个合适的点对电感进行抽头，就能够有效地将输出电流升流。这个关系等式说明了峰值电流升流效应，但由于电感的集成效应，实际输出电流增加会是电流波形的加权平均。

由于绕组两段之间泄漏电感的负面影响，抽头在电感的位置及如何获得抽头节点也很重要。抽头应使用多线并绕组(multifilar winding)技术，这种技术能实现对称及交错的绕组，降低泄漏电感。对于图2中的电感L2来说，线圈应当采用平面绕组(flat winding)制造(没有绞合)，四个绕组同时绕(四线并绕组，“四条线并列”)，然后以串行辅助方式连接四个绕组(一个绕组的“结束”顺接下一个绕组的“开始”)。第三段至第四段的连接成为续流二极管的抽头。这种绕组技术确保所有绕组具有对称的磁通量“沉浸”，而泄漏电感极小。对于较低输入电压而言，绕组配置可以采用双线绕组来实现，这时(电感)仅有两个绕组，抽头位于中间点，而两个绕组在这个中间点以串联相加形式连接。在这种情况下，上述关系等式中的N变为1，因为绕组拥有相等的匝数。一个好方法是选择一种将扩展的占空比D’置于0.2和0.5之间某处的配置。如果使用传统降压转换器，D大于0.25，那么抽头式电感方法将可能没有好处。实践显示，对电感进行抽头使得N等于1、2或3(取决于输入至输出电压比)时常将会有满意的结果。

抽头式电感的另一个后果是U1中开关MOSFET的源极上额外的负电压偏移，因为这时续流二极管无法直接将这个电压钳位至低于输出共轨的二极管压降。MOSFET上的额外负电压将是降压输出电压加上二极管压降，再乘以续流绕组的全部电感绕组的匝数比所得。采用上述多线线圈绕组技术，这个尖峰应当可以最小化；但视乎MOSFET的额定电压，在开关节点至输出共轨间可增加一个小型电阻/电容(R/C)缓冲器(R4及C8)，能够消除尖峰。假定通用主电源在高压(270Vac)输入，MOSFET上的峰值电压将是在500V左右，在NCP1014的700V额定值以下。

另外一个受抽头式电感影响的问题是输出电容C4的额定纹波电流。MOSFET关闭时，电感电流中突兀的电流步幅将被电容感测到，而这个电流步幅的均方根(RMS)值将接近峰-峰值电流步幅的一半，显著高于常规降压输出电容通常所经受的“良性”三角电流。视乎电容等效串联电阻(ESR)，可能需要使用多个并行输出电容，不仅是要处理增加的纹波电流，还要控制在电容ESR的峰-峰值电压纹波。对于要求极低输出纹波的应用而言，可能需要使用两段式“π”网络输出滤波器，以及增加一个4.7μH小片电感及另一个跟随它的输出电容。