克服放大器电气过应力问题(下)

(接上期)

● 例2，在一些应用中，在电源电压施加到放大器以前就出现了输入信号。图5是使用TINA软件工具和OPA374[3]宏模型生成的。如果未将电流限制在一个安全值范围内，则该上电行为就有可能会损坏输入ESD保护电路。

图5中，电源(VG2)在50ms内从 0V斜坡上升到5V。电源开始斜坡上升5ms以后，施加一个3.5V的输入信号(VG1)时便可完成上述过程。这种情况下，输入开始为一个高于正电压轨的电压。这便开启了非反相输入ESD二极管。电流从非反相输入端(AM1)流出，直到电源和输入端之间的压差低于约0.6V为止。若该输入源为低阻抗并且可提供电流，则在电路中几乎对其没有限制。在这种条件下，一个可能产生破坏作用的电流会流经ESD二极管。安装串联输入电阻可保护输入电路免受此类损坏。

在放大器转换时间内，输入(VG1)迅速达到3.5V。另一方面，放大器转换时输出(VM1)达到输入脉冲峰值。在放大器转换时间内，该电路创建了一个较大的输入-输出压差。最初，输入端和输出端之间的差值为10V。同时，运放内部电路和反馈元件必须在处理这一时间内流入放大器输入端(AM1)的电流。

● 例3，当放大器输入经受一个大信号即快速边缘脉冲(图6)时，便出现另一种潜在破坏情况。该图是使用 TINA 软件工具和OPA277[4]宏模型生成的。在这种情况下，VG1的信号对输入施加了一个10V的峰值矩形脉冲。放大器通过产生一个线性斜坡输出电压来响应该脉冲。放大器的有限转换率(本例中，OPA227转换率等于 2V/ms)规定了输出电压的特性。

在图6所示的转换时间内，在输出达到输入脉冲峰值要求的时间期间存在一个较大的输入到输出电压差。一开始，放大器输入端和输出端之间的压差为10V。放大器转换至其最终水平后该压差随之降低。由于反相输入一开始便具有与输出相同的电位，因此在两个输入端之间存在10V压差。若运放不包括内部输入到输入钳位功能，则破坏性电压电平可能会被施加到输入晶体管的半导体结点上。这是双极输入运放更为严重的一个问题。当前的现代双极输入运放差不多都包括保护钳位电路。

● 例4，一些运放会呈现出输出反向特性，其伴随着输入过驱动。这种现象一般被称为输出相位反向。大多数现代运放都不会出现这种现象，但也有一些运放会出人意料地存在这一现象。对于那些具有这种特性的运放来说，一般只有当施加的输入电平超出产品规定的共模电压(CMV)范围时才会发生。当运放出现输出相位反向时，需采取预防措施来防止输入被过驱动。通过在非反相输入和负电源轨之间放置一个小信号、反偏压连接的肖特基二极管就可解决这一过驱动问题。应将一个串联输入电阻包括在内，以限制流经该二极管的电流。

● 例5，开关电源输出可能会包含高频、瞬态能量。即使这些电源中包括了滤波，但输出端上的电压“峰值”仍可在放大器的电源引脚上产生瞬态过压条件。如果电源电压超出放大器的电压击穿极限，则ESD吸收器件可能会被触发，从而在电源引脚之间形成一个传导路径。

利用RC或RLC电路，您可以保护器件免于电源瞬态(请参见图7)。使用一个普通的板上EMI/RFI滤波器便可完成这项工作。然而，电路的响应会随 RLC 常数和负载特性的不同而呈现出极大的差异。

在图7A中，简单的RLC电路被连接至一个负载电阻。+5V电源具有5V的电压，1ms瞬态，等于10V电压峰值。这超出了一些低压CMOS工艺的最大电源电压。1kW负载电阻模拟了一个需要约5mA电源电流的放大器。从响应可以看到，RLC电路将该峰值融入到了一个+5Vdc电平上的正弦响应。轻微过压不会导致器件出现问题。但是，在许多情况下，同RLC电路组合相关的一些未知条件会使电源电压下冲。这会影响运放的输出偏移。虽然运放的PSRR将有助于最小化输出偏移的变化，但其也是一个明显的误差。由于太多的变量未知，因此最好不要依赖此类保护。

一种更佳、可预知性更高的瞬态抑制方法是在电源线上使用瞬态电压抑制器(TVS)(请参见图7B)。TVS与齐纳二极管相类似，但它是专为承受超大瞬态电流和峰值功率而设计。在单极和双极运放中，TVR Littlefuse 1.5KE系列均可用于6.8~550V的反向承受电压。10次100ms 脉冲的峰值功率能力为 1500W。它们是一些具有纳秒响应时间的快速响应器件。一个明显的优势是快速电压钳制特性，其电源电压下冲极少(如果有的话)。

● 例6，图8显示了使用外部保护器件的完整EOS保护方案。如果您了解每一个运放引脚上所用的内部ESD单元，则只要内部器件能够完全保护各个运放引脚就可以去除一些外部器件。

SDIx肖特基二极管提供了输入过压的电压钳制功能。