降低热插拔控制电路的电路电流
时间：03-17
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摘要：当热插拔控制电路的输出发生短路时，会触发内部断路器功能并断开电路。但在内部断路器做出反应之前，刚开始的短路电流可能达到数百安培。通常热插拔控制器断路器的延迟时间是200ns至400ns，再加上栅极下拉电流有限，栅极关闭时间可能需要10μs至50μs。在此期间，会产生较大的短路电流。
本应用笔记给出了一个简单的外部电路，它能将初始电流尖峰降至最小并在200至500ns内隔离短路故障。
图1. 典型的热插拔控制电路
低速比较器的最低触发门限比正常工作电流高38%，快速比较器的短路触发门限是工作电流的6至8倍。
快速比较器的延迟时间为350ns，这一时段的短路电流尖峰仅受限于电路阻抗。此后电流缓慢下降，直至完全隔离短路故障，3mA栅极下拉电流限制了MOSFET M1栅极电容(3nF至4nF)的放电速率。短路电流在15μs至40μs内缓慢减小，与此同时，栅极电压从19V被拉到接近地电位。
(a) 电源ESR，(b) 短路状态，(c) RSENSE阻值，(d) M1的RDS(ON)，(e) M1的ID(ON)。
以上参数均采用最接近实际情况的取值，可以计算出短路时电路的总阻抗：
(电源ESR ≈ 4mΩ) + (短路环节 ≈ 3mΩ) + (RSENSE = 5mΩ) + (RD(ON) ≈ 4mΩ) ≈ 16mΩ。
这时，短暂的峰值电流为：ISC ≈ 750A，并取决于电源的储能电容(带2200μF电容的低ESR背板以750A电流放电时，1μs内电压仅降低340mV)。这种情况下，实际的峰值ISC会由M1的ID(ON)限制到400A左右。
ID(ON)取决于VGS，因此有必要检查电路，以确定这一时段的栅-源电压。MAX4272包含一个内部电荷泵，可使正常工作时的栅极电压高出VIN约7V。因而MOS管导通时VGS = 7V。
短路的第二个影响是它实际上增加了VGS。短路在M1的漏-源之间引入了一个电压阶跃 -等于总输入电压的一部分。由于M1的RD(ON)约为预估的短路总阻抗的1/3，此时施加的VDS约为12V阶跃电压的1/3。由漏-栅电容cdg和栅-源电容cgs组成的分压器会将该阶跃电压的一部分转移到栅极。经过适当计算，可知引入的额外ΔVGS为300mV至500mV，但短路期间进行的测试表明该值可高达ΔVGS = +3V。
至此可以清楚地看出，牢固可靠的短路会在几微秒至几十微秒内产生数百安培的电流。
设计者可能希望将ISC峰值限制在50A，持续时间小于1μs，但如果不增加更快速的比较器和栅极下拉电路的话，这一要求是不切实际的。然而，可以考虑对电路做一些简单的修改。
图2. 具有快速栅极下拉的热插拔控制器
图3. 具有快速短路峰值电流限制功能的热插拔控制器
M1栅极和源极之间的C2可进一步减小发生短路时作用在栅极上的正向瞬态阶跃电压，该电容的取值范围为10nF至100nF。
齐纳二极管D1用来将VGS限制到7V (MAX4272提供该电压)以下的某个值。
虽然齐纳二极管D1在偏置电流为5mA时的额定值为5.1V，但在本电路中，MAX4272仅能输出100μA的栅极充电电流(齐纳二极管偏置电流)，因此D1会将VGS限制在3.4V左右。受到限制的VGS可降低ID(ON)，当然RD(ON)会增大一些。根据MOS管的数据资料可知：VGS为3.4V时RD(ON)为5mΩ，VGS为7V时RD(ON)为3mΩ。这样可以更快地关断M1。
D1和C2也可以用在图1和图2的电路中，以降低短路时的ID(ON)。
但要产生牢固可靠并且重复性较好的短路情况非常富有挑战性。本测试对以下几种制造短路的方法进行了评估。
本应用笔记给出了一个简单的外部电路，它能将初始电流尖峰降至最小并在200至500ns内隔离短路故障。
典型热插拔电路
我们来考察采用MAX4272构建的+12V、6A典型热插拔控制电路(图1)。根据MAX4272的规格指标，可知其包含触发门限分别为50mV和200mV的低速和快速比较器(整个温度范围内，容限分别为43.5mV至56mV和180mV至220mV)。触发电流大小通常为工作电流的1.5至2.0倍，选择RSENSE = 5mΩ。RSENSE允许有5%的容限，过载条件下低速比较器的触发电流范围是8.28至11.76A；发生短路时，快速比较器的触发电流范围是34A至46.2A。图1. 典型的热插拔控制电路
低速比较器的最低触发门限比正常工作电流高38%，快速比较器的短路触发门限是工作电流的6至8倍。
快速比较器的延迟时间为350ns，这一时段的短路电流尖峰仅受限于电路阻抗。此后电流缓慢下降，直至完全隔离短路故障，3mA栅极下拉电流限制了MOSFET M1栅极电容(3nF至4nF)的放电速率。短路电流在15μs至40μs内缓慢减小，与此同时，栅极电压从19V被拉到接近地电位。
峰值短路电流
最初350ns内的峰值电流由以下因素决定：(a) 电源ESR，(b) 短路状态，(c) RSENSE阻值，(d) M1的RDS(ON)，(e) M1的ID(ON)。
以上参数均采用最接近实际情况的取值，可以计算出短路时电路的总阻抗：
(电源ESR ≈ 4mΩ) + (短路环节 ≈ 3mΩ) + (RSENSE = 5mΩ) + (RD(ON) ≈ 4mΩ) ≈ 16mΩ。
这时，短暂的峰值电流为：ISC ≈ 750A，并取决于电源的储能电容(带2200μF电容的低ESR背板以750A电流放电时，1μs内电压仅降低340mV)。这种情况下，实际的峰值ISC会由M1的ID(ON)限制到400A左右。
ID(ON)取决于VGS，因此有必要检查电路，以确定这一时段的栅-源电压。MAX4272包含一个内部电荷泵，可使正常工作时的栅极电压高出VIN约7V。因而MOS管导通时VGS = 7V。
短路的第二个影响是它实际上增加了VGS。短路在M1的漏-源之间引入了一个电压阶跃 -等于总输入电压的一部分。由于M1的RD(ON)约为预估的短路总阻抗的1/3，此时施加的VDS约为12V阶跃电压的1/3。由漏-栅电容cdg和栅-源电容cgs组成的分压器会将该阶跃电压的一部分转移到栅极。经过适当计算，可知引入的额外ΔVGS为300mV至500mV，但短路期间进行的测试表明该值可高达ΔVGS = +3V。
至此可以清楚地看出，牢固可靠的短路会在几微秒至几十微秒内产生数百安培的电流。
设计者可能希望将ISC峰值限制在50A，持续时间小于1μs，但如果不增加更快速的比较器和栅极下拉电路的话，这一要求是不切实际的。然而，可以考虑对电路做一些简单的修改。
- 在内部快速比较器最初的350ns响应时间内，电流会由ID(ON)限制在几百安以内，此时可以通过增加一个简单的外部电路来加快栅极放电，从而将短路持续时间限制≤ ?μs。
- 或者用一个稍复杂的外部电路将Isc峰值限制在100A范围内，并且持续时间≤ 200ns。
快速栅极下拉电路限制大短路电流的持续时间
只需增加一个PNP型达林顿管Q1，即可极大地缩短大短路电流的持续时间，如图2所示。二极管D1允许栅极在导通状态下正常充电，而关断时控制器的3mA栅极放电电流改为直接驱动Q1的基极。然后Q1在约100ns时间内迅速完成栅极放电。这样，发生短路时的大电流持续时间大为缩短，仅略大于快速比较器350ns的延迟时间。图2. 具有快速栅极下拉的热插拔控制器
快速限流电路
借助图3所示的电路，可以将短路电流限制在约100A以下，持续时间小于200ns。当RSENSE两端的电压差达到约600mV时，PNP型晶体管Q1a将触发并驱动NPN型晶体管Q1b，从而使M1的栅极电容快速放电。图3. 具有快速短路峰值电流限制功能的热插拔控制器
M1栅极和源极之间的C2可进一步减小发生短路时作用在栅极上的正向瞬态阶跃电压，该电容的取值范围为10nF至100nF。
齐纳二极管D1用来将VGS限制到7V (MAX4272提供该电压)以下的某个值。
虽然齐纳二极管D1在偏置电流为5mA时的额定值为5.1V，但在本电路中，MAX4272仅能输出100μA的栅极充电电流(齐纳二极管偏置电流)，因此D1会将VGS限制在3.4V左右。受到限制的VGS可降低ID(ON)，当然RD(ON)会增大一些。根据MOS管的数据资料可知：VGS为3.4V时RD(ON)为5mΩ，VGS为7V时RD(ON)为3mΩ。这样可以更快地关断M1。
D1和C2也可以用在图1和图2的电路中，以降低短路时的ID(ON)。
测试方法-造成短路
没有什么比制造短路更简单了。但要产生牢固可靠并且重复性较好的短路情况非常富有挑战性。本测试对以下几种制造短路的方法进行了评估。
- 不一样的热插拔控制器(04-26)
- 热插拔电路的过热保护方案性能比较(05-12)
- 基于PCI9054和LTC4240的CPCI总线接口设计(05-13)
- 利用PCI1510实现PCI板卡的热插拔测试(05-23)
- 四通道I2C多路复用器提供了地址扩展、总线缓冲和故障管理(06-15)
- 高可靠性电源系统的热插拔原理和应用(11-14)
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