衬底驱动轨至轨运算放大器设计

随着便携式电子产品和超深亚微米集成电路技术的不断发展，低电源电压低功耗设计已成为现代CMOS运算放大器的发展趋势。降低功耗最直接有效的方法是降低电源电压。然而电源电压的降低，使得运算放大器的共模输入范围及输出动态范围随之也降低。同时，电路电源电压的降低将受到MOSFET阈值电压的限制。针对这一问题，衬底驱动轨至轨技术应运而生，不但有效地降低了MOSFET的阈值电压，从而直接降低了电路的电源电压，并且使共模输入范围能够达到全摆幅。但是衬底驱动MOSFET的输入跨导小，输入电容较大，从而限制了电路的最高工作频率。因此，衬底驱动输入级的引入，将不可避免地降低运放的第一级增益。为此，本文采用改进型前馈式AB类输出级以增加有效输入级跨导，从而避免了衬底驱动技术的缺点，使电路具有低压低功耗高增益的特点。

　　本文设计的电路，采用衬底驱动技术，将电源电压降至0.8 V，同时电路结合了恒定跨导控制电路和改进型前馈式AB类输出级，能有效提高动态范围和响应速度，使电路输入级和输出级均达到轨至轨，非常适合低压低功耗模拟集成电路应用。

　　1 电路实现

　　衬底轨至轨运算放大器的实现如图1所示。

图1 衬底轨至轨运算放大器

　　1.1 放大器的输入级

　　为使运放的共模输入在整个电源范围内变化时电路都能正常工作，采用NMOS和PMOS并联的互补差分对结构来实现输入级的轨至轨。如图1所示，输入级M1～M4均采用衬底驱动MOSFET。对于栅驱动晶体管来说，输入级所需要的最小电源电压为Vsup min=Vgsp+Vgsn+2Vdsat=2Vth+4Vdsat，而衬底驱动差分对所需最小电源电压为Vsup min=Vsbp+Vbsn+2Vdsat≈Vth+2Vdsat，因此衬底驱动输入级所需的最小电源电压要低于传统差分结构。同时由于衬底驱动MOS管通常工作在耗尽区，其耗尽特性有利于实现低电源电压下的轨至轨共模输入范围。其中，Vgsp、Vgnp分别为PMOS和NMOS管的栅源电压，Vdsat为MOS管的漏源饱和电压，Vsbp、Vbsn分别为PMOS管和NMOS管的源衬电压和衬源电压，Vth为MOS管的开启电压。

　　典型的轨至轨运算放大器的总跨导在整个共模输入变化范围内变化近一倍。跨导的变化带来增益及单位增益带宽的变化，也给运算放大器的频率补偿带来很大困难。为此，本文采用冗余差分对（M1a～M4a）及反折式共源共栅求和电路来控制输入级跨导以保持恒定。冗余管及求和电路均采用衬底驱动MOSFET，以满足低工作电压要求。增加冗余管后的输入级有一个显着的优点，即为求和电路提供了恒定的输出电流，从而有效地消除了输入级跨导随输入电压变化而对理想频率补偿产生的影响。求和电路采用衬底驱动反折式共源共栅结构以增加共模输入范围，提高电源抑制比（PSRR），同时增大电路的差动增益，减小失调，实现低压下的轨至轨特性。衬底驱动MOSFET的主要缺点是输入跨导小、输入电容较大，导致MOSFET的特征频率fT减小，从而限制了电路的最高工作频率。因此，衬底驱动输入级的引入，将不可避免地降低运放的第一级增益（-gmbr0）。本文采用改进型前馈式AB类输出级以增加有效输入级跨导，避免衬底驱动技术的缺点。

　　1.2 放大器的输出级

　　在轨至轨运算放大器的设计中，为了充分发挥轨至轨运算放大器的特性，必须设计良好的输出级。为了达到较高的转换效率以及输出全摆幅，轨至轨运算放大器的输出级通常采用前馈式AB类输出级。

　　本设计采用折叠共栅共源作为有源负载，并将其与前馈式AB类输出级相结合，在提高电压增益、增加电压输出动态范围的同时，保证了在整个共模输入电压范围内运算放大器的总电压增益。但是这种传统结构的缺点是，AB类控制电路的偏置电流源和共源共栅负载成并列关系，从而降低了输入级的输 出阻抗及增益。此外，电流源还会给运算放大器引入较大的噪声和失调。因此采取了如下措施：

　　（1）如图1所示，M17、M18为输出晶体管，M15、M16、M17、M21以及M13、M14、M18、M22分别构成两个线性回路，控制输出晶体管电流。M7、M8、M9、M10均采用衬底驱动MOSFET以满足低电源电压需要。M21、M22为浮动的AB类控制电路，被嵌入共源共栅求和电路，其偏置由共源共栅结构提供，以减小传统结构中偏置电流源引入的噪声和失调。

（2）前馈AB类输出级可以获得较高的最大电流与静态电流比，提高电源功耗的利用率。若将M17和M18的栅极分别偏置在接近VDD-Vth和VSS+Vth时，电压的输出动态范围可以达到VSS+Vdsat～VDD-Vdsat。这样，M17和M18的静态电流很小，会降低输出级的速度。因此，应综合考虑最大输出电流、静态功耗、频响性能和电路面积之间的折衷。在此电路中，采用M21和M22作为固定