Ku波段雷达接收机设计

摘要阐述了Ku波段雷达接收机的工作原理进行了阐述，并对设计方案与测试结果进行了分析。Ku波段接收机由低噪声变频单元、中频放大、本振和电源4个独立单元组成。对各单元电路的设计进行了分析，给出了元器件选型以及仿真结果。试验结果表明，Ku波段接收机的噪声系数≤1．0 dB、增益≥55 dB、输入输出驻波，相位噪声杂散，镜像抑制等指标均满足实用技术要求，并根据测试结果对Ku波段接收机部分指标提出了进一步优化的方法。
关键词雷达接收机；噪声系数；增益

随着现代调制体制的快速发展，无线频谱的利用率日益加剧，对接收机的线性度、动态范围、灵敏度、抗干扰能力、适应性等方面的性能和指标提出了越来越高的要求。这就要求现代通用接收机在保证信号检测能力的前提下：尽可能地提高接收机的线性度，使信号失真最小、误码率最低；尽可能地展宽接收机的动态范围，使接收机的适应度更大、抗干扰能力更强。

1 工作原理
Ku波段雷达接收机主要由低噪声混频单元，中频放大单元，本振单元及电源部分组成，信号经天线接收后首先进入低噪声放大单元，对信号进行放大，选频以及混频。之后进入中频放大单元，对信号进行放大，滤波和输出。接收机电路原理框图如图1所示。

2 电路优化设计
2．1 低噪声变频单元设计
低噪声变频单元主要由低噪声放大器、微带带通滤波器、射频放大器和镜像抑制混频器组成。增益、噪声系数、带外抑制、镜像抑制度等是重要的指标，不仅是下变频技术，还有低噪声放大器LNA的设计都是整个通信系统的设计重点。
(1)低噪声放大器。本接收机的最前端是LNA，它的噪声决定了整机噪声系数；考虑到噪声指标要求较高，为减小输入口的损耗，故接收机输入信号由波导口输入后不再加隔离器，这就要求第一级低噪声放大器在保证自身噪声系数低的情况下，还应注意其输入端和波导口的驻波匹配。为保证整机噪声指标，低噪声放大器不但要求噪声系数低，还要设计适当的增益值，以降低低噪声放大器后端给整机噪声指标带来的影响。在该接收机低噪声放大器单元，采用两级低噪声场效应管放大，通过微波低噪声放大器设计理论的计算，结合相应的微波软件进行优化仿真，仿真结果如图2所示。

根据仿真结果，低噪放增益25 dB，噪声系数0．7 dB；输入驻波1．8，输出驻波1．3；另外低噪放的稳定系数K值>1，保证了低噪放的稳定性。
(2)带通滤波器。在低噪声放大器后面接有一个微带半波长滤波器，引入射频带通滤波器。射频信号经过低噪声放大器后，通过带通滤波器选频抑制带外信号，有利于提高接收信号的纯度和镜像抑制度，抑制带外信号及杂散信号，提高接收机输出信号的纯度。
该类滤波器具有性能稳定、带外抑制度高、驻波比小等优点。另外，选用高介电常数的基片来减小滤波器的体积，并通过图形发生器进行照相制版来保证滤波器的一致性和可靠性。带通滤波器软件仿真结果如图3所示。
(3)变频电路。在该接收机中，对镜像抑制度要求较高，除了选择在低噪声放大器后面加微带带通滤波器来抑制镜像信号外，还需要选择镜像抑制混频器。在通常设计中，可以利用混频二极管组来实现镜像抑制混频器，这类混频器优点在于可调解性好、镜像抑制较高，但是反相隔离稍差，体积较大；另外可以利用I／Q镜像抑制混频器，该类混频器一般采用国外生产的集成混频器单片，具有体积小、镜像抑制度和反相隔离度高的特点。为简化电路，缩减整机体积，采用I／Q镜像抑制集成混频器单片。
混频器采用I／Q镜像抑制集成混频器，其性能指标比较优越，可以满足接收机使用。传输损耗8 dB；镜像抑制≥20 dB；本振和射频隔离≥45 dB；本振和中频隔离≥20；1 dB压缩点输入功率14 dBm。采用该镜像抑制混频器，能够对镜像抑制增加20 dB。由于选择的是低本振，能够实现频谱特性不倒置。
2．2 中频放大单元设计
中频放大单元主要由90°合成器、温敏衰减器、中频放大器、中频带通滤波器等部分组成。
(1)中频放大器。中频放大采用两级RF公司的NBB-500单片放大器，此单片放大器封装体积小、应用电路简单、使用方便。NBB-500增益为18 dB，输出P-1为14 dBm，工作电压／电流为3．5 V／35 mA。NBB-500增益曲线如图4所示。

(2)温敏衰减器。在-40～+55℃的温度范围内有3 dB的增益变化，它随温度变化是反斜率的，即高温衰减量小，低温衰减量大；能较好地补偿接收机射频链路的增益随温度变化的正斜率。
(3)中频滤波器。采用低通滤波器和高通滤波器级联来实现带通滤波器，中频带通滤波器插损1 dB，带外抑制≥40 dBc。
2．3 本振单元设计
本振单元输出信号的相噪、杂波抑制直接影响着接收通道的性能指标。本振单元采用锁相结合倍频方案，其中参考信号是通过在中频输出口增加低通滤波器输出得到。锁相环电路使用CRO系列超低相噪介质压控振荡器，将CRO的信号与参考信号通过鉴相器构建锁相环路锁相，CRO输出频率为Fo／2。然后将锁相环输出的信号2次倍频后进行高通滤波输出。
在理想情况下，锁相环内的典型相位噪声计算公式如下
L(fm)=L(fm)REF+20lg(fVCO／fREF) (1)
式中，L(fm)为单边带相位噪声；L(fm)REF为参考源的相位噪声；fVCO为压控振荡器的频率；fREF为鉴相频率；fm为频偏。
根据上面公式计算，在输出频率为9．70 GHz时，环路内相位噪声的恶化值理论值为
20lg(fVCO／fREF)=20×lg970=60 dB (2)
影响本振源相位噪声指标主要因素有两个：参考源的相位噪声L(fm)REF和本振频率与鉴相频率的比值fVCO／fREF。环路带宽外部的相位噪声值主要由CRO相位噪声决定，设计CRO频率为4 850 MHz，相位噪声为-105 dBc／Hz@10 kHz；-120 dBc／Hz@100 kHz；由此计算2倍频后相噪恶化值为20lg2=6 dB，本振可实现理论相噪为-99 dBc／Hz@10 kHz；-114 dBc／Hz@100 kHz。