GaN是救世主，能拯救电源工程师吗？

作为电源工程师，我们能够回忆起第一次接触到理想化的降压和升压功率级的场景。还记得电压和电流波形是多么的漂亮和简单（图1），以及平均电流的计算是多么地轻松，并且确定与输入和输出相关的传递函数也轻而易举？


图1：理想化的降压与升压功率级：这些图看起来真是太棒了！

当我们对于用实际组件来实现转换器有更加深入的了解时，这个波形变得复杂了很多。不断困扰开关转换器的一个特别明显的非理想状态就是同步降压或升压转换器内所使用的MOSFET体二极管的反向恢复。氮化镓—GaN器件不会表现出反向恢复特性，并因此避免了损耗和其它相关问题。借助于我的LMG5200和一个差不多的基于硅FET的TPS40170EVM-597，我将开始在24V至5V/4A电源转换器中测量反向恢复。

反向恢复—到底是个啥东西？

一个二极管中的反向恢复就是当反向电压被施加到端子上时流经二极管的反向电流（错误方向！）（请见图2）。二极管中有储存的电荷，这些电荷必须在二极管能够阻断反向电压前重新组合。这个重新组合是温度、正向电流、Ifwd、电流的di/dt，以及其它因数的函数。


图2：反向恢复电流波形

恢复的电荷，Qrr，被分为两个分量：恢复之前的Qa和恢复之后的Qb—二极管在此时开始支持反向电压—请见图3。你也许见过Qb与Qa一样的软恢复，这样的话，di/dt比较慢，或者说，你见过Qb很小，而di/dt很高的“活跃”二极管。当di/dt很高时（由二极管急变引起），桥式功率环路中寄生电感的响应方式是把它们储存的电能倾倒到寄生节点电容中；电压振铃会由于二阶响应而出现。这也是将输入功率级旁路电容器放置在输入级附近的原因。由于环路中用于快速恢复的电感较少，由寄生电容导致电压振铃的电能较少。


图3：已恢复的电荷

我用常规的方法来计算反向恢复损耗：我使用的是数据表中的Qrr额定值，并将其乘以频率和输入电压（如果是降压转换器）或输出电压（如果是升压转换器）。二极管或MOSFET数据表通常指定一个反向恢复时间和一个反向恢复电荷。例如，CSD18563Q5A指定了一个49ns的反向恢复时间，trr，以及一个63nC的Qrr。方程式1计算在一个300kHz，24V->5V降压转换器中，由Qrr所导致的损耗一阶估算值：

Qrr损耗 ~24V * 300kHz * 63nC = 454mW                               (1)

请注意！Qrr通常是25°C温度下，针对特定Ifwd和di/dt的额定值。实际Qrr会在结温上升时，比如说125°C时加倍（或者更多）。di/dt和初始电流都会有影响（更高或更低）。对于活跃型二极管，这个功率的大部分在上部开关内被耗散。对于软恢复二极管，这个功率在上部开关和体二极管之间分离开来。如果di/dt和Ifwd条件与我的应用相类似，我将25°C温度下损耗的2倍作为与恢复相关损耗的估算值。

那么，你打算拿这些损耗怎么办呢？实际电路中，由反向恢复导致的真实峰值电流是多少？你也许尝试用一个SPICE工具来仿真恢复，不过我还未在SPICE社区内发现比较好的针对二极管恢复的模型。图4显示的是一个TINA-TI? 仿真的结果；我用我们的24V/5V降压转换器的TPS40170产品文件夹对这个仿真进行了修改，从而显示出顶部开关内的开关节点电压 (SW) 和电流（负载电流加上反向恢复电流，以及用一个10mΩ分流电阻器感测到的开关节点电容电流）。


图4：TINA-TI 仿真：TPS540170

注意到大约5A的峰值纹波电路，以及5A峰值反向恢复电流加上开关节点电容充电电流。我运行了这个仿真，并且将温度从27°C增加至125°C—峰值恢复电流没有增加—并且看起来好像SPICE没有对这个恢复进行正确建模。        

接下来我们来看一看在一个真实电路中测量反向恢复的方法。

测量一个同步降压转换器中的反向恢复不太容易。电流探头太大，并且会大幅增加功率级环路中的电感。而且电流探头的带宽也不够。

使用一个分流电阻器怎么样？这听起来是可行的，不过你需要确保这个器件不会引入过大的环路电感。我找到了几个电阻值在10mΩ，并且具有“低电感”的电阻器。

我很想把这个器件放在同步FET的源极上，不过会有两个问题：

·分流电阻器上会出现栅极驱动电流，以及恢复和负载电流。

·这个分流电阻器将增加电感，会由于高di/dt电流而影响到下桥栅极驱动。

其中一个解决方案就是将分流电阻器放在上桥MOSFET的漏极内，这样的话，分流电阻器就不会影响到栅极驱动了。Vishay VCS1625/Y08500R01000F9R就具有这样的功能—它内置有开尔文连接，并且具有能够减少电感的结构。请见图5。


图5：分流电阻器（Vishay公司生产）