放大器中射频干扰整流误差电路

在实际应用中，必须处理日益增多的射频干扰（RFI）， 对于信号传输线路较长且信号强度较低的情况尤其如此，而仪表放大器的典型应用就是这种情况，因为其内在的共模抑制能力，它能从较强共模噪声和干扰中提取较 弱的差分信号。但有个潜在问题却往往被忽视，即仪表放大器中存在的射频整流问题。当存在强射频干扰时，集成电路可能对干扰进行整流，然后以直流输出失调误 差表现出来。仪表放大器输入端的共模信号通常被其共模抑制的性能衰减了。射频整流仍然会发生，因为即使最好的仪表放大器在信号频率高于20 kHz时，实际上也不能抑制共模噪声。放大器的输入级可能对强射频信号进行整流，然后以直流失调误差表现出来。一旦经过整流后，在仪表放大器输出端的低通 滤波器将无法消除这种误差。如果射频干扰为间歇性，那么它会导致无法被觉察到的测量误差。

设计实用的射频干扰滤波器

解决这一问题的最实用方案是在仪表放大器之前 使用一个差分低通滤波器，以对射频信号进行衰减。该滤波器有三个作用：尽可能多地消除输入线路中的射频能量；使每条线路与接地（共用）之间的交流信号保持 平衡；并在整个测量带宽内维持足够高的输入阻抗，以避免增加信号源的负载。

图1是多种差分射频干扰滤波器的基本框图。图中所示元件值均针对AD8221选择，AD8221的–3dB典型带宽值为：

　　图1 用于防止射频干扰整流误差的低通滤波器电路

1MHz，典型电压噪声电平为7 nV。除抑制射频干扰之外，该滤波器同时具有输入过载保护功能。因为电阻R1a和R1b有助于隔离仪表放大器输入电路与外部信号源。图2是该抗射频干扰电路的简化图。从图中可见，滤波器形成一个桥接电路，其输出跨接于仪表放大器的输入引脚间。鉴于这种连接方法，C1a/R1a与 C1b /R1b两个时间常数之间的任何不匹配都会导致桥路失衡，从而降低高频共模抑制性能。因此，电阻R1a和R1b以及电容C1a和C1b均应始终相等。

　　图2 电容C2构成C1a/C1b的旁路，并能有效降低因元件不匹配引起的交流共模抑制误差

如图所示，C2跨接于电桥的输出端，从而使得C2实际上与C1a和C1b构成的串联组合呈并联关系。这样连接后，C2能有效降低因不匹配导致的任何交 流共模抑制误差。例如，如果C2比C1大10倍，这种连接方式将使因C1a/C1b不匹配导致的共模抑制误差降低至原来的二十分之一。需要注意的是，该滤 波器不影响直流共模抑制。

适用于AD620系列仪表放大器的射频干扰抑制电路

图3是针对通用型仪表放大器（如AD620系列）的电路，与AD8221系列相比，这类仪表放大器的噪声电平较高（12 nVHz）、带宽较低。相应地，这类仪表放大器使用了相同的输入电阻，但电容C2的值大约增加5倍，达0.047 F，以便提供足够的射频衰减。采用图中所示值时，电路的–3 dB带宽约为400Hz；通过将R1和R2的电阻值降至2.2 k ，可将带宽提高到760 Hz。需要注意的是，增加带宽是要付出代价的，要求仪表放大器前面的电路驱动的阻抗载荷较低，因此会在一定程度上降低输入过载保护性能。

　　图3 用于AD620系列仪表放大器的射频干扰抑制电路

用于微功耗仪表放大器的射频干扰抑制电路

有些仪表放大器比其它放大器更容易发生射频整流，因而需要采用更强的滤波器。输入级工作电流较低的微功耗仪表放大器（如AD627）即是一个很好的例 子。增加两只电阻R1a/R1b的值以及/或者电容C2的值这种简单的方法可提高射频衰减，但代价是信号带宽降低。由于AD627仪表放大器与通用型集成 电路（如AD620系列器件）相比，具有更高的噪声（38nV Hz），因此可采用电阻值较高的输入电阻，而不会大幅降低电路的噪声性能。图4对图1所示基本RC抗射频干扰电路进行了修改，采用电阻值更高的输入电阻。

　　图4 用于AD627的射频干扰抑制电路

滤波器带宽约为200 Hz。当增益为100、输入为1V p-p时，最大直流失调电压在1 Hz至20 MHz频率范围内约为400 VRTI。增益不变时，电路的射频信号抑制（输出端射频电平/输入端射频电平）将优于61 dB。

用于AD623仪表放大器的射频干扰滤波器

图5显示的是建议与AD623仪表放大器搭配使用的抗射频干扰电路。由于这种器件与AD627相比，较难受到射频干扰的影响，因此可将输入电阻的值从20 k 降至10 k ，结果会增加电路的信号带宽，降低电阻的噪声贡献。此外，10k 电阻还可提供极其有效的输入保护。采用图中所示值时，滤波器的带宽约为400Hz。当增益为100、输入为1Vp-p时，最大直流失调电压小于1 V RTI。增益不变时，电路的射频信号抑制优于74 dB。

图5 AD623射频干