从MIMO到波束赋形设定相位同调 RF 量测系统

必须共享 LO、ADC 取样频率、数字降转换器 (DDC)，与数值控制震荡器 (Numerically controlled oscillator，NCO)。如图 4 所见，即便各组示波器之间共享 10 MHz 频率，其实亦极为足够。当各组示波器之间仅共享 10 MHz 参考时，即可产生非相关的信道对信道相位抖动 (Phase jitter)；而于 IF 产生的相位噪声强度，亦将由 RF 的 LO 相位噪声所覆盖。

数字降转换的特性

在了解相位同调 RF 撷取系统的精确校准方式之前，必须先了解应如何于基频观察 RF 的讯号特性。此处以相同中心频率，且以回送 (Loopback) 模式设定的 VSG 与VSA 为例。如图 5 所示，具备精确分析器中心频率的降转换 RF 讯号，将依基频呈现为 DC 讯号。此外，由于基频讯号属于复杂波形，因此亦可将讯号的相位 (Θ) 分析而为时间函式。在图 5 中可发现，只要 RF 向量讯号产生器与分析器互为同相 (In-phase)，则「Phase vs. time」波形将呈现稳定的相位偏移 (Phase offset)。

图 5. 了解基频讯号频率偏移所造成的影响

相对来说，只要 RF 音调 (Tone) 与分析器的中心频率产生小幅误差，随即可造成极大的差异。当降转换为基频时，偏音 (Offset tone) 所产生的基频 I (亦为 Q) 讯号即属于正弦波。此外，基频正弦波的频率即等于「输入音调与分析器中心频率之间的频率差异」。因此如图 6 所示，「Phase versus time」图将呈现线性关系。

图 6. 未校准系统中的 10 MHz 音调「Phase vs. Time」关系图

从图 6 可发现，相位于每个微秒 (Microsecond) 可提升将近 360 – 亦即所产生的音调与分析器的中心频率，可确实为 1 MHz 偏移。图 6 中亦可发现，2 组同步取样示波器之间保持着极小却稳定的相位差 (Phase difference)。此离散相位差是起因于 LO 供电至各组降转换器之间的连接线长度差异。如接下来所将看到的，只要针对其中 1 个 RF 通道调整 DDC 的开始相位 (Start phase)，即可轻松进行校准。

如图 7 所示，要量测 2 组分析器之间相位偏移的精确方式之一，即是以 2 组分析器的中心频率产生单一音调。

图 7. 双通道 RF 分析器相位的校准测试设定

透过分配器 (Splitter) 与对应的连接线长度，即可量测各组分析器的「Phase versus time」。假设讯号产生器与分析器均集中为相同的 RF 频率，则可发现各组分析器的「Phase versus time」图甚为一致。图 8 即呈现此状态。

图 8. 各组同步取样的 ADC 均将具有相同的相位偏移

从图 8 可明显发现，共享相同 LO 与 IF 取样频率的 2 组分析器，将维持稳定的相位偏移。事实上，各组分析器之间的相位差 (图 8 中的 ?Θ = 71.2°) 均可进行量测并补偿之。若要补偿各组分析器之间的相位差，则仅需于 DDC 中调整 NCO 的开始相位。若 NCO 所使用的 IF 中心频率，即用于产生最后基频 I 与 Q 讯号，则此 NCO 本质即为数字正弦波。在图 8 中可发现，以菊链 (Daisy-chained) 方式连接的 RF 分析器，可透过特定中心频率产生 71.2° 的载波相位差。在整合了第二组 LO 的连接线长度，与其所使用的中心频率之后，即可决定确切的相位偏移。若将 71.2° 相位延迟 (Phase delay) 套用至主要 DDC 的 NCO 上，则可轻松调整 2 个信道的基频讯号相位；如图 9 所示。

图 9. 校准过后的相位同调 RF 撷取通道「Phase vs. Time」

一旦校准各组分析器的 NCO 完毕，则 RF 分析器系统即可进行 2 个通道以上的相位同调 RF 撷取作业。事实上，多通道应用可同步化最多 4 组 PXIe-5663 - RF 向量讯号分析器。

结论

当 MIMO 与波束赋形技术正蓬勃发展时，亦对测试工程师带来新的挑战；而模块化的 RF 仪控功能更可提供高成本效益且精确的量测解决方案。而进一步来说，如 PXIe-5663 VSA 与 PXIe-5673 的 PXI 仪器，则可设定为最多 4x4 MIMO 与相位同调 RF 量测的应用。