电容性负载稳定性：噪声增益及 CF

图8.25中的环路增益幅度与相位图表明预测环路相位裕度大于45度，对于低于fcl的频率，环路相位永远不会低于45度，这不但能够保证稳定的电路，而且可以确保出色的瞬态响应。

为了确认我们的整个闭环带宽、VOUT/VIN、特别是VOA/VG1，我们将采用图8.26所示的电路。

图8.27所示的Tina仿真结果表明，我们的闭环AC响应符合一阶预测（参见图8.20）。达到fcl之前在fp处保持-20dB／10倍频程的斜率，达到fcl后fp的下降速率则转变为-60dB／10倍频程，此后将跟随Aol修正曲线一直下降。

另外，采用图8.28所示的TinaSPICE电路，我们看一下补偿电路的瞬态响应。我们期望出现临界阻尼响应。

事实上，如图8.29所示，进行了稳定性与相位裕度检查的AC图及瞬态响应之间存在直接关联。我们可以看到可预测且表现良好的瞬态响应，显示出约为60度的相位裕度。

非反相噪声增益及CF

对于非反相噪声增益及CF电路而言，我们选择通用的“电源分离器”。这种拓扑常用于单电源系统中，以产生图8.30所示的中值参考电压。由于采用与反相噪声增益及CF电路中相同的运算放大器（OPA348）、RL（500欧姆）以及CL(1uF)，因此，我们可以采用与之相同的补偿方法。我们通过研究发现，非反相噪声增益及CF电路中的DC1/β为1或0dB，而不是3.5dB。不过，为了使噪声增益达到预期效果，我们需要确保VP在XCn匹配Rn的频率时或fpn所处位置处于较低阻抗。同样，我们根据10年多来的经验设定VpXac

图8.31说明了具有稳定性补偿的完整电路。通过此拓扑，我们可以采用Tina SPICEAC分析法检查其稳定性。

图8.32显示了Aol修正与1/β曲线，可以看出该图形与反相噪声增益及CF图大同小异（参见图8.24），这不足为奇。

图8.33为环路增益幅度与相位图，其同样与反相噪声增益及CF相似（参见图8.25）。

我们可以利用图8.34所示电路研究在Cn为短路且噪声增益开始起主导作用的情况下，是哪些因素使VP处于高阻抗。

如图8.35所示，带与不带CB1与CB2的电路，其1/β计算有所不同。请注意，β是运算放大器输出电压与输入端反馈电压之比。许多情况下运算放大器电路中的反馈电压仅为负输入，而且其比率显而易见。此情况下，我们只要算出运算放大器正/负输入间的差分电压。因此，此时β=(VFB–VP)/VOA，而VOA=1时的1/β为1/（VFB-VP）或者是运算放大器的差分输入电压。由于Cn与Cf都为开路，因此DC1/β=1。在Cn短路，Cf开路情况下，我们可以得到由RF、Rn以及R2//R1组成的电阻分压器。在CF与Cn同时短路情况下，我们仍然可以得到电阻分压器，只不过此时只有Rn与R2//R1组成。

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图8.36显示了不带CB1与CB2的电路的分析结果。根据不带CB1与CB2的一阶标准，我们可以得到40dB／10倍频程的闭合速度。而带CB1与CB2我们可以达到预期稳定性。  



图8.37说明了带与不带CB1和CB2的环路增益图。带CB1和CB2时的环路增益相位裕度约为60度。而不带CB1和CB2时的环路增益相位裕度则降低到约36度，如图8.37所示。  



在电容超过1uF时，我们通常采用钽电容，这是因为钽电容器的电容值较大且尺寸相对较小。钽电容并非纯电容，其含有ESR或电阻分量以及较低的寄生电感与电阻。钽电容仅次于电容的最重要分量是ESR。如图8.38所示，我们的非反相噪声增益及CF电路目标是在频率为470Hz时电阻小于33.2欧姆。当10uF曲线在470Hz左右时我们可以看到约30欧姆的阻抗。因此，10uF电容器可以替代15uF电容器，并在我们的电路中运行良好。ESR随所采用的钽电容不同而不同。因此，我们在应用时应当慎重地选择钽电容器。