驱动LED串的DCM升压转换器简化分析（2）：实际考虑

热工作条件可能大不相同。第1部分的文章中介绍了系统LED动态阻抗的系统级方法，这方法对器件进行了系统级热条件下的特性鉴定。就第2部分的文章而言，我们使用频率响应分析仪，在100% PWM占空比的热稳定工作条件下，测量电路内的电流感测电阻、PWM FET阻抗及累积串联动态阻抗（见图3）。

　　图3：电流感测反馈网络的电路内小信号响应。

　　闭环分析

　　第1部分的文章中推导出了控制输出（Vout）表达式H（s）。功率提供给LED串，但反馈控制项是LED电流感测电阻电压VRsense （见图4）。受控系统传递函数H（s）必须根据等式（1）来调整。

　　图4. 电流感测反馈

　　其中：

　　Vc可以从等式（8）获得。

　　在热稳定的系统级工作条件下测量了LED动态阻抗、串联PWM晶体管及电流感测电阻参数。VIN = 12 V、Iout = 116 mA为工作参数。测得的开环响应Hc（s）波特图及测量结果如图5所示。表1列出了测得的参数，用于计算图1所示的电路图。

　　图5. 控制至输出响应——测量结果与计算值对比

　　表1. 演示板电路参数

　　在高频时，理论计算与实证阶段测量值之间的差异变得明显。差异归因于等式（1）的调制传递函数分子中缺少RHPZ项，在参考资料［4］的简化计算中被描述为一项局限。

　　低频增益理论值与测量结果之前的些微差异（约1 dB）被观察到。升压电感、晶体管及整流器的工作损耗在推导直流工作点的过程中被忽略。如果顾及这样的损耗，占空比直流 工作点将会略大，导致低频增益减少。通过调整 等式（2）中的Vin （减小输入电压以减小电阻损耗）及Vout（增加输出电压以纳入升压二极管电压降）项，就可以观察到这一点。

　　系统性能

　　图1中所示的LED调光电路的1000:1 200 Hz PWM调光工作波形如图6所示。VC波形上有少许补偿电容电压放电，这是Q9双向开关响应时间与透过D19的PWM钳位激活之间的竞争条件产生的结果。电阻R29被引入，与钳位二极管D19串联连接，以限制补偿网络电荷耗尽。VFB波形维持想要的数字波形及幅值（无模拟调光）。

　　PWM信号指令转为低态后出现额外短路持续时间GDRV波形（第6个脉冲），这是NCV887300内部逻辑传播延迟响应时间的结果。此额外脉冲的能量有利于帮助维持输出升压电容中的电荷，因为它补偿了深度PWM调光工作模式期间的某些寄生漏电流能量损耗。

　　图6：1000:1 200 Hz深度调光工作

　　结论

　　本文第1部分介绍的驱动LED串的DCM升压转换器的理论小信号响应等式在本文第2部分中有效地应用于分析LED PWM调光电路。我们探讨了200 Hz 1000:1深度调光能力的实际层面问题。我们得到了仿真和测量结果，与忽略相位误差的情况进行比较；由于理论表达式中缺少RHPZ项，导致高频时出现相位误差。1000:1 200 Hz PWM工作波形显示出了极佳的工作性能。