无桥Boost PFC电路的EMI实例分析

改进电路［6］，S1和S2采用不带体二极管的IGBT，D3代替S1体二极管，D4代替S2体二极管，并且把二极管阴极连接到电感之前，它的导通路径与图2基本一致，区别在于每个正负周期内电流只流过一个电感，在图2中电流流过体二极管时，在本结构中流过的是D3或者D4。这样做的好处是只要在D3与D4和S1与S2之间加一采样电阻可以方便进行电感电流采样，可大大减化电感电流检测电路。

　　本结构把D3和D4的阴极连接到电感之前，不仅使电感电流采样变的简单，而且也使EMI大大减小，分析本电路可知，在输入电源正半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D4直接连接，在输入电源负半周期，电源L侧与母线U-侧经过二极管D3直接连接，改善了图2结构中VU-—N随开关频率有很大波动的情况。对图8中的各点与电源N侧之间电位进行分析可得出图9所示的波形。其中Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。相比图4可以看出共模干扰可以大大减小。但缺点是它在每半个周期都只流通一个电感，电感量增大，电感利用率不高。

　　图10为另一种比较少用的无桥结构。它与图8导通路径大致相同，在输入电压正半周期流通电感L1，负半周期流通电感L2，同样有电感量大等缺点。区别是D3和D4直接与输入电源N侧相连，使得在输入电压正半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D4直接连接，在输入电源负半周期，电源N侧与母线U+侧经过二极管D3直接连接，使EMI干扰小，可以从图11中得到验证。图11是对图10中的各点与输入零线之间电位进行分析。其中Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。相比图4可以看出共模干扰可以大大减小。但缺点与图5电路结构一样，电感电流采样复杂，两个开关管驱动需要隔离，需要构建复杂的驱动电路。

　　图12是在图2基础上的一种演变，也称之为图腾式无桥结构，它的导通路径与图2一致，它的电路结构与图10相似，都使输入电源N侧经过D1和D2 与母线U-侧或母线U+侧直接相连，从图13可以看出共模干扰比图4要小很多。而且与图10电路相比优点是所用器件少，在EMI干扰基本相同的情况下，比图10结构少用了两个二极管，可降低成本。但此电路结构一般使用在断续模式（DCM）和临界导通模式（CRM）下，对其结构进行分析可知，两只开关管的体二极管起到了与传统Boost PFC中快恢复二极管相似的作用。但是开关管体二极管的反向恢复时间目前最快也只能达到100 ns，相比于快恢复二极管的几十甚至十几纳秒（ns），差距十分明显。因此，假如此电路用于连续电流模式，其反向恢复损耗将会非常严重，效率的提高也必然有限。而假如工作于临界电流模式下，由于没有反向恢复问题，则能发挥该拓扑的最大优势。在电感电流检测上，本结构与图2一样采样电路比较复杂。而且此电路中要求两个开关管分别驱动，并且需要判断正负周期，还要搭建过零点检测电路。另外，两个开关管栅极电位不同，必须隔离驱动，所以驱动电路也比较复杂。

　　4 EMI测试

　　本文分别以图2和图8为主电路结构设计了试验样机，两主电路的各项参数相同，PCB布线相似，控制芯片都采用IR1150，原理图分别如图14和图15所示。对两种电路在220 V输入1 000 W输出的条件下进行了EMI测试。图16为图14的EMI测试图，从图中可以看出在中频段很大区间内，所设计电路的EMI超过Class C峰值标准。

　　图17为图15的EMI测试图，从图中可以看出采用这种主电路结构时，其EMI测试波形在大部分频段内都低于EMI测试标准，只在高频段一小区间内超标，通过合理设计EMI滤波器可以解决这个问题。因此本电路结构对EMI抑制有良好效果。

　　5 结论

　　文就常见的几种无桥Boost PFC电路的导通路径﹑EMI干扰等进行了对比分析，并以两种比较有特色的无桥Boost PFC拓扑结构为主电路设计了实验样机，对两种电路的EMI进行了实际测量。总结出了一种导通损耗低、EMI干扰小的拓扑结构。