无桥Boost PFC电路的EMI实例分析

　　1 引言

　　目前，功率因数校正一直在朝着效率高﹑结构简单﹑控制容易实现﹑减小EMI等方向发展，所以无桥Boost PFC电路作为一种提高效率的有效方式越来越受到人们的关注。

　　无桥Boost PFC电路省略了传统Boost PFC电路的整流桥，在任一时刻都比传统Boost PFC电路少导通一个二极管，所以降低了导通损耗，效率得到很大提高，本文就常见的几种无桥Boost PFC电路进行了对比分析，并且对两种比较有代表性的无桥电路进行了实验验证和EMI测试分析。

　　2 开关变换器电路的传导EMI分析

　　电磁干扰（EMI）可分为传导干扰和辐射干扰两种，当开关变换器电路的谐波电平在高频段（频率范围30 MHz以上）时，表现为辐射干扰，而当开关变换器电路的谐波电平在低频段（频率范围0.15～30 MHz）表现为传导干扰，所以开关变换器电路中主要是传导干扰。传导干扰电流按照其流动路径可以分为两类：一类是差模干扰电流，另一类是共模干扰电流。

　　以图1所示的Boost电路为例对开关变换器电路的EMI进行分析，该电路整流时产生的脉动电流给电路系统引入了大量的谐波，虽然在整流输出侧有一个电解电容C能滤除一些谐波，但是由于电解电容有较大的等效串联电感和等效串联电阻，所以电解电容不可能完全吸收这些谐波电流，有相当一部分谐波电流要与电解电容的等效串联电感和等效串联电阻相互作用，形成差模电流Idm返回交流电源侧，差模电流的传播路径如图1中带箭头的实线所示。开关管的高频通断产生很高的dv/dt，它与功率管和散热器之间的寄生电容Cp相互作用形成共模电流Icm，此共模电流通过散热器到达地，地线的共模电流又通过寄生电容Cg1和Cg2耦合到交流侧的相线和中线，从而形成共模电流回路，共模电流的传播路径如图1中带箭头的虚线所示。

　　在主电路参数完全相同的情况下，各种常见无桥Boost PFC电路中形成的差模电流是相同的。而不同的是因开关管的位置以及二极管加入等原因造成的共模电流。所以本文主要分析的的是各种电路结构中共模干扰的情况，各点的寄生电容大小以各点到输入侧零线之间的电位变化大小和频率变化快慢来代替分析。

　　3 常见无桥Boost PFC电路介绍

　　最基本的无桥PFC主电路结构如图2所示，由两个快恢复二极管（D1、D2）、两个开关管（S1、S2）电感（L1、L2）等组成。开关管S1和S2的驱动信号相同，两管同时导通和关断。对于工频交流输入的正负半周期而言，无桥Boost PFC电路可以等效为两个电源电压相反的Boost PFC电路的组合，一组为由电感L1和L2，开关管S1，D1及开关管S2的体二极管组成，它的导通模态如图3a所示；另一组为由电感L1和L2，开关管S2，D2及开关管S1的体二极管组成，它的导通模态如图3b所示。从图3可以看出它在任一时刻只有两个半导体器件导通，比传统带整流桥的PFC电路少导通一个二极管，因此降低了导通损耗，效率得到提高。但是它的缺点是电感电流采样困难，由图3可知，本电路结构不能在一条回路上得到极性一致的电流采样，所以需要构建复杂的电感电流检测电路［4］。另外，此电路的最大问题是共模干扰大，对图2中的各点与输入零线之间电位进行分析可得出图4所示的波形，其中Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。从图4中可以看出母线U-侧﹑A点﹑B点与电源的侧之间电位随开关频率而浮动［5］，所以会在以上各点与输入电源地之间出现大的寄生电容，共模干扰比较严重，EMI问题较为突出。

　　因为EMI较大等问题，在图2的基础上不断提出了新的无桥Boost PFC电路结构，它们均在保持导通损耗低﹑效率高的优点的同时在电感电流采样﹑EMI抑制等方面有了改进。

　　图5就是在图2基础上提出的新的无桥结构，其中D1和D2为快恢复二极管。它的导通路径与图2相似，在任一时刻只有两个半导体器件导通，但它新增加了两个普通二极管D3和D4，在输入电源正半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D4直接连接，在输入电源负半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D3直接连接，改善了图2结构中VU-—N随开关频率有很大波动的情况。图6是图5的另一种表示方式，其电路结构完全相同。对图6中的各点与电源N侧之间电位进行分析可得出图7所示的波形。其中Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。相比图4可以看出只有A点与电源N侧之间电位随开关频率有波动，因此共模干扰可以大大减小。但它们的缺点是两个开关管的栅极电位不同，所以必须隔离驱动，在驱动电路设计上稍显复杂。而且电感电流采样方面与图2一样需要复杂的检测电路。

图8是在图2基础上的一种