AD9361和AD9371收发器，我该选谁？

魔镜魔镜，面对均可提供无与伦比的集成度、众多功能以及大量用户可选选项的AD9361和AD9371收发器，我该选谁？

AD9361和AD9371除了性能水平、功耗有较大差异外，镜像抑制也是是区分这两个系列的性能之一。今天我就说说"镜像抑制及其对所需信号的影响"吧~看完之后，希望你不再为选谁而纠结。

镜像抑制基础知识

AD9361和AD9371系列均使用零中频（亦称为zero-IF或ZIF）架构实现极高的集成度并显著减少系统中频率相关组件的数量。如图1中的AD9371功能框图所示，主接收信号路径和主发送信号路径使用一个复数混频器级，在以本振 (LO) 频率为中心的射频 (RF) 和以直流为中心的基带之间进行转换。

尽管凭借这样的高集成度提供了许多优势，但ZIF无线电器件也带来了挑战。复数混频器具有同相 (I) 信号和正交相 (Q) 信号。一旦这些信号的相位或幅度出现任何不匹配，组合上变频的I信号和Q信号时会导致求和和消除性能下降。上面引用的文章中描述了这一点。当发送所需信号时，不完美的消除会导致在该信号本振 (LO) 频率的相反侧出现该信号的反相副本。这一信号副本被称为镜像，与其对应的所需信号相比，幅度更小。同样，当接收所需信号时，所需信号的反相副本会出现在该信号直流的相反侧。在其他架构（例如超外差架构）中，可以在中间级进行镜像滤波。ZIF架构的主要优势是去除了这些滤波器和中间混频器级，但这需要极佳的I和Q平衡才能将镜像幅度降低到可接受水平。

图2中经过简化的接收信号路径示意图显示了这些不匹配与?A、?fC和?φ指定的不匹配发生的位置。只有一条路径显示失配的相位，因为它是形成镜像的信号路径之间的不平衡，而不是信号路径的绝对增益和相位。因此，在一条路径中显示所有不平衡因素，这在数学上是正确的。图2所示的复数混频器也称为正交混频器，因为提供给混频器的两个LO信号彼此正交。

图3例示了使用单音或连续波 (CW) 的有用信号以及因此形成的无用CW镜像。有用信号被下变频到频率ωC。如果正交平衡不完美，镜像将在频率为-ωC时出现。镜像抑制比 (IRR) 是有用信号与无用镜像信号之差，用分贝 (dB) 表示。降低正交失配的方式被称为正交误差校正 (QEC)。

镜像幅度与增益和相位不匹配有关，关系式如下所示：

等式可得出二维矩阵，因为两个输入变量分别会导致镜像抑制性能下降。图4显示了该矩阵的一部分，其中穿过整个页面的轴是幅度不平衡，进入到页内的轴是相位不平衡，垂直的轴是镜像抑制（单位：dB）。例如，如果幅度误差为0.00195且系统需要实现76 dB的镜像抑制，则相位误差必须优于0.01286°。即使在单个集成电路器件中，也很难通过控制影响I和Q匹配的所有因素来达到优于50 dB的镜像抑制。使用AD9371通常可实现76 dB的镜像抑制，这需要运用数字算法来控制模拟路径变量并在数字域中应用校正。

镜像对有用信号的影响

图5是一张简化图，显示了下变频之后波形以直流为中心的单载波情形。该波形的示例将是20MHz LTE下行链路OFDM信号的单一实例。如图5所示，负侧的一部分有用信号将在正侧具有镜像，反之亦然。在以直流为中心的单载波情形中，镜像在有用信号内（或其之上）并破坏了有用信号。

当接收信号并随后解调该信号时，将存在若干信号损伤。增加接收信号路径本底噪声的热噪声就是一个例子。如果镜像在有用信号内，也会增加噪声。如果所有噪声源的总和过高，则无法对信号进行解调。单载波图和多载波图中所示的热噪底就是一个例子，它作为一个促成因素在这些讨论中被忽略了。

当使用AD9361的内部LO（适用于具有推荐性能的参考时钟源）时，AD9361将在无噪底限制时实现约-40 dB的EVM。通过RF PLL的相位噪声将EVM限制在-40 dB。AD9361约50 dBc的镜像抑制性能意味着在图5所示的单载波情形中，仅靠镜像只能将EVM降低约0.5dB。这样低的EVM降低意味着收发器通常不是64-QAM（甚至更高）调制方案的限制因素。在这种单载波情形中，镜像总是比