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AD9361和AD9371收发器,我该选谁?

时间:08-27 来源:亚德诺半导体 点击:

魔镜魔镜,面对均可提供无与伦比的集成度、众多功能以及大量用户可选选项的AD9361和AD9371收发器,我该选谁?

AD9361和AD9371除了性能水平、功耗有较大差异外,镜像抑制也是是区分这两个系列的性能之一。今天我就说说"镜像抑制及其对所需信号的影响"吧~看完之后,希望你不再为选谁而纠结。

镜像抑制基础知识

AD9361和AD9371系列均使用零中频(亦称为zero-IF或ZIF)架构实现极高的集成度并显著减少系统中频率相关组件的数量。如图1中的AD9371功能框图所示,主接收信号路径和主发送信号路径使用一个复数混频器级,在以本振 (LO) 频率为中心的射频 (RF) 和以直流为中心的基带之间进行转换。

图1. RadioVerse AD9371收发器功能框图

尽管凭借这样的高集成度提供了许多优势,但ZIF无线电器件也带来了挑战。复数混频器具有同相 (I) 信号和正交相 (Q) 信号。一旦这些信号的相位或幅度出现任何不匹配,组合上变频的I信号和Q信号时会导致求和和消除性能下降。上面引用的文章中描述了这一点。当发送所需信号时,不完美的消除会导致在该信号本振 (LO) 频率的相反侧出现该信号的反相副本。这一信号副本被称为镜像,与其对应的所需信号相比,幅度更小。同样,当接收所需信号时,所需信号的反相副本会出现在该信号直流的相反侧。在其他架构(例如超外差架构)中,可以在中间级进行镜像滤波。ZIF架构的主要优势是去除了这些滤波器和中间混频器级,但这需要极佳的I和Q平衡才能将镜像幅度降低到可接受水平。

图2中经过简化的接收信号路径示意图显示了这些不匹配与?A、?fC和?φ指定的不匹配发生的位置。只有一条路径显示失配的相位,因为它是形成镜像的信号路径之间的不平衡,而不是信号路径的绝对增益和相位。因此,在一条路径中显示所有不平衡因素,这在数学上是正确的。图2所示的复数混频器也称为正交混频器,因为提供给混频器的两个LO信号彼此正交。

图2. 经过简化显示信号损伤的正交接收器信号路径

图3例示了使用单音或连续波 (CW) 的有用信号以及因此形成的无用CW镜像。有用信号被下变频到频率ωC。如果正交平衡不完美,镜像将在频率为-ωC时出现。镜像抑制比 (IRR) 是有用信号与无用镜像信号之差,用分贝 (dB) 表示。降低正交失配的方式被称为正交误差校正 (QEC)。

图3. 单音有用信号和干扰镜像

镜像幅度与增益和相位不匹配有关,关系式如下所示:

其中: ? = 幅度不平衡(用分贝 (dB) 表示,理想值为1) θ = 相位误差(用度 (°) 表示,理想值为0)

等式可得出二维矩阵,因为两个输入变量分别会导致镜像抑制性能下降。图4显示了该矩阵的一部分,其中穿过整个页面的轴是幅度不平衡,进入到页内的轴是相位不平衡,垂直的轴是镜像抑制(单位:dB)。例如,如果幅度误差为0.00195且系统需要实现76 dB的镜像抑制,则相位误差必须优于0.01286°。即使在单个集成电路器件中,也很难通过控制影响I和Q匹配的所有因素来达到优于50 dB的镜像抑制。使用AD9371通常可实现76 dB的镜像抑制,这需要运用数字算法来控制模拟路径变量并在数字域中应用校正。

图4. 镜像抑制(单位:dB)与幅度不平衡(单位:dB)和相位不平衡(单位:°)之间的关系

镜像对有用信号的影响

图5是一张简化图,显示了下变频之后波形以直流为中心的单载波情形。该波形的示例将是20MHz LTE下行链路OFDM信号的单一实例。如图5所示,负侧的一部分有用信号将在正侧具有镜像,反之亦然。在以直流为中心的单载波情形中,镜像在有用信号内(或其之上)并破坏了有用信号。

图5. 具有干扰镜像的单调制载波

当接收信号并随后解调该信号时,将存在若干信号损伤。增加接收信号路径本底噪声的热噪声就是一个例子。如果镜像在有用信号内,也会增加噪声。如果所有噪声源的总和过高,则无法对信号进行解调。单载波图和多载波图中所示的热噪底就是一个例子,它作为一个促成因素在这些讨论中被忽略了。

当使用AD9361的内部LO(适用于具有推荐性能的参考时钟源)时,AD9361将在无噪底限制时实现约-40 dB的EVM。通过RF PLL的相位噪声将EVM限制在-40 dB。AD9361约50 dBc的镜像抑制性能意味着在图5所示的单载波情形中,仅靠镜像只能将EVM降低约0.5dB。这样低的EVM降低意味着收发器通常不是64-QAM(甚至更高)调制方案的限制因素。在这种单载波情形中,镜像总是比

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